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无线电电子与电气工程百科全书 晶体管 UMZCH 具有更高的动态热稳定性。 无线电电子电气工程百科全书
这篇文章描述了 UMZCH，它使用了提高双极晶体管输出级动态热稳定性的技术解决方案。 在这样的级联中，由于消除了大功率晶体管中的电流截止，因此消除了开关失真。 在文章的第二部分，给出了从下方扩展放大器带宽的建议，这对声音再现的质量有有益的影响。 E. Aleshin 在 1998 年俄罗斯 Hi-End 展览会上展示了类似的 UMZCH，它与电子管放大器充分竞争。
UMZCH 的主要散热源是输出级，在晶体管功放的发展中，一直非常重视其热稳定性。 在 80-90 年代，在高质量的 UMZCH（例如，[1-3]）中，图 1 中简化的输出级电路得到了最广泛的应用。 2、它的优点包括良好的热稳定性（当晶体管VT4、VT5、VTXNUMX放在一个共同的散热片上时），传递系数的截止频率高，输出电阻低。 然而，无源臂电流的截止，以及由于信号电平变化时晶体管结的温度波动导致的输出晶体管的静态电流的动态不稳定性，都有助于增加开关量。扭曲。 这些特征恶化了声音再现的主观评估和可靠性。 关于动态模式稳定 几年前，哈巴罗夫斯克的发明者 E. Aleshin 提出了一种稳定晶体管级联工作模式（静态电流）的方法 [4,5, 6]，从而可以将动态温度不稳定性降低一个数量级，消除电流截止在 UMZCH 推挽输出级联中，并使其中的电流重新分配更准确（如在“并行”放大器中 [XNUMX]）。
图上。 图 2 显示了具有电流反馈的放大器的简化电路 [2]（A1 是推挽式跟随器），其中，与原型不同，输出级的工作点使用 E. Aleshin 提出的节点来稳定。 静态电流稳定器由元件 VT3、VT4 和 VD1、VD2 制成。 当通过电流流过强大的晶体管 VT5、VT6 和与其串联的非线性元件 - 二极管 VD1、VD2 - 后者上会形成电压降，当达到晶体管 VT3、VT4 的开启阈值时，会导致它们的基极和集电极电流出现，降低了三极管VT5、VT6的输入电流。 因此，通过输出级晶体管的通过电流受到限制，因此，通过二极管 VD1、VD2 - 电流传感器的电流受到限制。 实现了静态（长期）热稳定性，如图 1 所示。 3、提供晶体管VT4、VT1与二极管VD2、VDXNUMX的热接触。 由于二极管上产生的热量比大功率晶体管上的少，动态稳定性要好得多，并且如果这些二极管和晶体管的晶体在体积上相当，则可以实现这种效果。 在存在信号的情况下，由于二极管的对数 CVC，电流通过负载以及在二极管 VD1 和 VD2 之间实现了平滑的重新分配。 此外，通过它们的电流永远不会减少到零，除了输出晶体管的电流截止。 通过在晶体管 VT3、VT4（即与 VD1、VD2 并联）的基极之间加入一个电阻器，可以显着增加通过无源肩部的电流。 同时，大功率晶体管的温度和这些晶体管的基极和发射极电路中的电阻器（如果有的话）上的电压降都不会影响静态电流及其在存在信号时在臂之间的分布。 似乎很难选择通过发射结与其并联的二极管和晶体管以提供稳定条件：Σ UBe = Σ UVd。 事实上，只要找到合适的设备类型就足够了，不需要选择副本。 此外，还有一种调整工作点的简单方法，稍后将在提议的 UMZCH 的描述中显示。 关于热变形 这里有必要谈谈设计晶体管放大器时的热失真及其消除方法。 热失真是信号通过电路或放大级时由于信号本身（电流）对放大器元件的温度敏感参数的热效应而发生的变化。 无源电路中热失真的一个例子是动态磁头中由于音圈发热而导致的信号压缩（尤其是在高功率、高温磁头中）。 在半导体器件中，在流动的信号电流的作用下晶体温度的升高会导致诸如二极管的正向电压（-2,2 mV/K）、双极基极-发射极电压等基本参数的变化。晶体管（-2,1 mV/K）、双极晶体管的静态电流传递系数（+0,5%/K）等。 由于晶体和设备外壳的实际热容量，热过程具有惯性性质。 因此，晶体管中的电热过程不仅会导致参数瞬时值的变化，还会在电路和放大级中产生“记忆”效应。 放大级联中的热记忆在暴露于强信号后表现为随时间变化的参数：级联工作点的位移，传递系数的变化（非平稳乘法误差）； 信号恒定分量的偏移（非平稳加性误差）。 后者类似于信号通路电路中电容器的电介质吸收的表现。 这些过程会产生线性和非线性信号失真，从而降低再现声音的质量 [7]。 需要特别注意的是，由于器件中的热过程的时间常数与半导体器件内部的热过程的时间常数相比要大得多，因此传统的热稳定性不能显着提高级联的动态热稳定性。 即使对于单片微电路也是如此。 显然，为了消除与半导体器件的热记忆相关的问题，有必要使用降低器件晶体温度波动或其对放大器参数影响的电路解决方案。 这样的解决方案可以是： - 半导体器件的等温操作模式[8]；
UMZCH 方案说明 功率放大器是根据原理图（图3）制作的，对应于所示的框图。
主要技术特点 额定输入电压，V.................................1
输入端安装低通滤波器R1C2，以减少输入端的射频干扰。 同一电路包括元件 R3、R4、C1、C3、VD1 -VD4 上的输入电压限制器，以保护放大器输入级免受过载。 来自音量控制 (VR) 的输入信号通过低通滤波器馈送到“并行”中继器 VT1、VT2、VT4、VT5（在[10]中称为伪推挽射极跟随器）。 电阻器 R5、R6 用于平衡输入电流，即消除通过 RG 的电流的恒定分量，该恒定分量是由于输入双极晶体管的静态电流传输系数的差异而产生的，并在输入端产生偏置电压。 电容器 C6 可防止射频输入级的自激。 中继器的静态工作模式由参量稳定器R7VD5、R12VD6的电源电压稳定并由电阻器R8-R11、R16、R17T8K设置，因此在静止状态下中继器级的晶体管之间的热功率差异很小。 动态热模式由元件 R13、R14、R24、R25 与静态模式结合确定，选择的方式是在存在信号和瞬时功率差异的情况下最小化转发器晶体管上的功率波动。晶体管VT1和VT4（VT2和VT5），从而获得它们的晶体之间的最小瞬时温差。 这样做是为了减去第一级和第二级 IBE 晶体管电压的热波动，并且中继器输出端以及放大器输出端的信号电压受到热失真的影响最小，解释为作为“信号电压记忆”（非平稳加性误差）。 来自放大器输出的电压通过分压器 R26R16 和 R27R17 被馈送到“并联”跟随器的输出 - 发射器 VT4、VT5，改变通过它们的电流，即形成与偏差成比例的误差电流放大器的输出电压除以 UMZCH 增益，来自输入。 通过电流跟随器 VT3 (VT6) 的反相误差电流被提供给电流放大器 VT13 (VT14)。 其输出加载在电阻器 R39、R40 和输出跟随器 VT15、VT16 的输入阻抗上，在其上分配电压（即，这是一个阻抗转换级）并通过输出跟随器馈送到负载 (AC)。 电阻器 R41 决定误差电流放大器 (VT13、VT14) 的静态电流，并且选择电阻器以排除由于流过 R39、R40 的电流而关闭该级的无源臂。 后者在一般 NF 环路中将第一个极点的频率上移。 OOS 环路中的频率校正由连接在阻抗转换级和“并联”跟随器输出之间的电容器 SYU、C11 执行。 当放大器加载在低阻抗负载上时，它们的包含改善了放大器的瞬态响应，即扬声器 [2]。 相位超前校正由 R28C7 和 R29C8 电路执行。 微调电阻 R15 用于消除 UMZCH 直流输出的偏移。 输出级的发射极电流流过电流传感器 - 二极管 VD11-VD14。 来自二极管的电压，包含有关输出级通过电流的瞬时值的信息，通过分压器 R42R36R37R43 馈送到差分放大器 VT11、VT12 并转换为电流。 从集电极VT11、VT12，通过电流镜VT7、VT9（VT8、VT10）的电流被馈送到误差电流放大器的输入端，降低其输入电流。 由于此电流的变化在双臂中是同相的（与来自“并联”跟随器的误差电流不同），它会导致误差放大器的通过电流发生变化，从而导致输出级发生变化，但不会发生变化输出电压。 因此，输出级的静态电流稳定。 R38C13 电路可防止稳定单元的参量激励，并与 R42、R43 一起在 OOS 环路中执行频率校正。 连接稳定单元与图 2 中的图有些不同。 3，但这并不重要，在各种结构的放大器中，它可以以不同的方式实现。 然而，在这种情况下，必须考虑到稳定反馈晶体管（图 4 中的 VT2、VT11 和图 12 中的 VT3、VTXNUMX）的动态温度波动也会影响工作点的热稳定性。输出级，但与二极管（电流传感器）相比，将其移向相反的方向。 二极管 VD7-VD10 具有保护作用，它们可防止在瞬态期间（例如，当电源打开或强脉冲噪声时）稳定静态电流的 OOS 开路，同时通过电流不受控制地增加变成 POS在输出阶段。 DiodeYu9 (VD10) 还会在电流镜晶体管 VT7 (VT8) 上产生额外的压降，使其具有更线性的特性部分。 结构和细节 放大器由作者组装在通用面包板上。 输出级的大功率晶体管通过绝缘导热垫片安装在热阻不超过2K/W的普通散热器上。 大功率二极管与晶体管 VT11、VT12 一起放置在连接到公共导线的单独散热器上，热阻不超过 15 K/W。 最好将晶体管安装在板状散热器的反面，与正向电压最高的二极管相对（如果它们是不同的类型，如图 3 所示），即在这种情况下，VT11 与 VD12 相对，并且VT12 与 VD13 相对。 晶体管 VT13、VT14 安装在热阻为 20...30 K/W 的小型散热器上。 它们也可以放置在带有输出级二极管的散热器上，但这会降低静态电流的静态热稳定性。 在这种情况下，总散热器的热阻应不超过10 K/W。 固定电阻器 - 金属膜，调谐 - 多圈。 电阻器R8-R11、R16-R18、R23、R26、R27、R32、R35——公差为±1%； 它们可以从公差为 ± 5% 或精度最接近 E96 系列指示额定值的普通型号中选择。 其余固定电阻的容差为 ±5%。 氧化电容C14、C15——开关电源中使用的低阻抗（低ESR）； 具有指定额定电压的无极性 - 薄膜。 电容器 C2、C10、C11 最好与聚苯乙烯或聚丙烯电介质一起使用，其余的是陶瓷，用于 25 或 50 V 的电压，具有 X7R 电介质（或 NPO，C6 C8 的 COG 组）。 稳压二极管 VD5、VD6 是精密的，它们的公差为 ± 1%，您也可以使用公差为 ± 2% 的其他二极管（例如，BZX55B）或从 ± 5% 的范围中选择（BZX55C）。 二极管 VD7-VD10 - 超快（超快），平均电流为 1 A，正向电压为 0,6 ... 0,7 V，电流为 0,1 A。输出级二极管可以是任何强大的肖特基二极管或超快平均电流不小于 10 A。臂中二极管的类型和数量的任何组合都是可以接受的； 唯一重要的是流过它们的给定静态电流的总压降在 0,7 ... 0,9 V 范围内。例如，VD12 (VD13) 二极管可以用两个串联的 MBR1045 或 MBR1035 代替。 最好使用电流高达 20 A 或更大的二极管，因为它具有更大的晶体体积，因此能够提供更好的动态热稳定性。 “并联”中继器中的晶体管 BC550C、BC560C 可以用字母索引 C 或 B 的 BC550B、BC560B 或 BC549、BC559 代替，在其他位置也可以用字母索引 C 或 B 的 BC547、BC557 或 BC546、BC556 代替。 晶体管 VT11 , VT12 - 低结电容，允许集电极直流电流至少为 0,1 A，集电极-发射极电压至少为 60 V 的低功率高频器件。 2SA1540、2SC3955 或 BC546、BC556 任何字母索引也适用，在后一种情况下，稳定单元的稳定裕度会有所降低。 晶体管VT13、VT14——高频中等功率，允许集电极直流电流至少为1 A，集电极-发射极电压至少为60 V； 最好使用 h2ia 值较大的实例-输出晶体管可以是 2SA1302、2SC3281，最好是 O 组（参数 h213 值较大）。 期望根据h213的接近值选择所有级的互补晶体管对。 “并联”跟随器的晶体管最好从同一批中使用，同样适用于电流镜晶体管。 在选择放射性元素时，可以参考 [3]（第 1 期，第 18-20 页）中提出的建议。 UMZCH 的营养可能不稳定。 公用电线和电源的安装按照众所周知的规则进行。 我们只注意到元件 C1-C5、R2、VD3-VD6 和将放大器输入连接到音量控制的电缆的屏幕被分配到输入本地“地”。
设置和测量参数 首次开机前，将电源电路中的熔丝更换为阻值为 22...33 欧姆、功率为 5 W 的电阻，并将微调电阻滑块设置到中间位置（对于电阻器） R37——到最大阻力位置）。 负载断开，输入闭合。 通过缓慢增加电源电压，控制两个电源电路的电流消耗； 不应超过 0,15 A。将电容器 C14、C15 上的电压调至 +/-18 V 后，检查图中所示的电压：二极管 VD3、VD4 上应为 1,5...1,7 V； 在齐纳二极管上 VD5、VD6 - 各为 7,4...7,6 V。输出电压应在 ±0,3 V 以内，并且电源消耗的电流应相同。 将电源电压增加至 +/-25 V（在 C14、C15 处）后，再次检查指示的电压和电流消耗。 通过用示波器监视输出电压，确保放大器不是自激的。 然后用微调电阻 R15 设置输出端的最小恒定电压。 接下来，使用微调电阻器 R37 设置输出级的静态电流，如有必要，选择 R36。 通过用毫伏表监测输出电压，打开输入并使用微调电阻R6将输出电压设置为与打开前相同的电压。 然后，再次关闭输入，他们通过电阻器 R15 尽可能准确地最小化输出处的失调电压。 打开输入后，再次检查输出电压，如有必要，用电阻器 R6 将其调至零。 使用测试信号（频率为 1 kHz 的正弦曲线和曲折信号）在各种幅度（最高可达极限值）下检查是否存在自激。 三种类型的自激是可能的（例如，由于使用其他类型的晶体管）。 第一个通常与一般反馈环路中的过度相移有关，可以通过增加电容器 C10 和 C11 的电容来消除该相移； 在这种情况下，需要考虑OOS环路中第一极频率的相应降低以及输出端电压上升的最大速率。 第二个是由于静态电流稳定单元的OOS环路中的相移造成的； 通过减小电阻器R38的阻值可以减小该值。 第三种是静态电流稳定单元中的参量激励，在没有信号的情况下，在输出端清晰可见（在这种情况下，如果没有限流，则高达几安培的电流流过输出级）电源电路中的电阻）。 通过增加电阻 R38 可以消除这个问题。 正如您所看到的，对该电阻器的要求是矛盾的，因此（如果需要）要确定最佳电阻，您需要找到尚未发生自激的上限和下限，并计算最佳值：算术平均值。 如果您将微调电阻器直接焊接到电路板上而不用电线，则可以在此过程中使用微调电阻器，这样寄生连接和电感就不会扭曲结果。 找到的上下边界之比必须大于 3，以确保足够的稳定裕度。 否则，需要将三极管VT11、VT12更换为其他型号。 另一种方法是增加电容器C13的电容，但是这是不希望的，因为它降低了静态电流稳定单元的速度。 现在您可以安装保险丝并连接等效负载 - 4 欧姆 50 W 电阻器。 再次检查测试信号上是否存在自激。 最后，如果可以使用频谱分析仪，则当频率为 30 kHz、负载功率为 1 W 的测试信号施加到输入时，微调电阻器 R40 可以最小化二次谐波的电平。 如果同时输出处出现电压偏移（在没有信号的情况下），则需要使用 R15 再次将其最小化。 在极端情况下，可以通过排除电阻器 R30、R31 并将 R26 设置为与 R27 相同的额定值来省略谐波调谐 调谐后，放大器具有以下参数。 输入电压为 1 V 时，阻抗为 4 欧姆的负载（相移最大为 60 度）的输出功率为 50 W。 输出电压的上升速率至少为 100 V/μs。 10 Hz ... 22 kHz 频段内的谐波失真水平，输出功率为 40 W，负载为 4 欧姆 - 不超过 0,02%，输出功率为 20 W，负载为 8 欧姆 -不超过0,016%。 互调失真水平（频率 19 和 20 kHz，幅度比为 1:1），在 40 欧姆负载下，峰值输出功率为 4 W 时 - 0,01%，在负载为 20 W 时，峰值输出功率为 8% 0,008 欧姆 - XNUMX%。 根据 IEC-A 特性加权的噪声电平，信号源电阻为 0,13 kOhm 和 26 kOhm 时略有不同 - 分别为 -101、-89、-85 dB。 抑制频率为 17 Hz 时的电源电压纹波（超过 +/-100 V） - 至少 70 dB。 负载电阻为 4 欧姆的通用反馈环路中的第一个极点的频率为 20 kHz。 负载电阻至少2欧姆时整体环保模量稳定裕度大于12dB。 图 4 和图 5 显示了负载阻抗分别为 1 欧姆和 4 欧姆时，总谐波失真 (THD) 以及偶数 (EVEN) 和奇数 (ODD) 谐波失真与 8 kHz 输出功率的关系。 图6和7-相同，在40欧姆负载下4W输出功率和20欧姆负载下8W输出功率的频率。
非线性测量是在 13 kOhm 的信号源电阻下进行的，因此测量结果还考虑了输入非线性（实际上它远小于总非线性）。 13 和 26 kOhm 的信号源电阻分别对应标称电阻为 50 和 100 kOhm 的音量控制滑块的中间位置。 当电源电压打开和关闭时，UMZCH中的瞬态过程可以忽略不计，因此可以在没有打开延迟单元的情况下连接扬声器。 在笔者采用非稳压电源的设计中，这个过程的幅度在开启时不超过±40 mV，持续约20 ms，而在关闭时，则最多持续几秒不超过±60 mV。 通过用LM3、LM317等低噪声积分稳定器[337]替换参量稳定器，并将稳定电压设置为7,5±0,1 V，可以增强对电源电压纹波的抑制。 选择较高的输出级静态电流，以获得始终如一的低非线性度和无开关失真，并减少所谓的格式失真 (FI)。 FI的本质是传递特性的非单调非线性，即在特性的不同部分用不同的函数来描述或者函数具有不同的参数。 结果，由于低频分量的振荡而沿着传输特性移动的信号改变了其谐波和互调的频谱； 当信号幅度变化时，谐波包络与信号包络不对应，耳朵可以将其识别为声音精细结构的变化。 输出级静态电流的动态热稳定性的比较测量，在所描述的 UMZCH 和具有根据图 1 的方案的级的放大器中进行。 1，其他条件不变（模式和组件）显示其改进了三到四倍。 如上所述，最好的结果可以通过使用更多的高电流二极管来获得。 动态热稳定性是通过比较负载电流对输出级产生短暂（最多 XNUMX 秒）脉冲冲击之前和之后静态电流的瞬时值来确定的。 关于降低带宽限制 功率放大器可以在输入端不使用耦合电容器的情况下使用，从而获得零赫兹的带宽限制（E. Aleshin 应用于整个音频路径的另一个想法）。 这种情况下，为了提高输出零位的稳定性，建议采用伺服控制——DC OOS。 放大器中此类器件的一种可能方案如图 8 所示。 11； 这是非线性直流反馈 [12, 1.1] 实现的一种变体，其线性部分接近传输特性的零值。 运算放大器 DA1.2 上的第一级放大 UMZCH 输出的电压并对称地限制它，对于小信号幅度，该级几乎是线性的。 第二个 - 在运算放大器 DA5 上 - 是一个积分器，从积分器的输出，通过电阻器 R6、R1 的电流被馈送到功率放大器的通用 OOS 的电流的求和点。 晶体管 VT2、VT6,8 为运算放大器提供稳定的电源电压 (+/-10 V)。 如果 UMZCH 中安装了集成稳定器（见上文），则可以通过电阻器（0,125 欧姆，XNUMX W）从稳定器向运算放大器供电，从而消除这些晶体管。
运算放大器可以是任何输入端带有场效应晶体管的放大器，电源电压为 +/-6,5 V，为 DA3 提供至少 1.1 mA 的输出电流，为 DA30 提供至少 1.2 mA 的输出电流。 晶体管——任何中等功率，h21E大于60。如果采用TO-220封装，则不需要散热器，如果较小，则每个都需要一个散热器，能够有效耗散0,6 W。 肖特基二极管 - 任何具有最小正向电压（0,4 mA 时小于 2 V）的低功率二极管，在 100 V 反向电压下结电容小于 1 pF。 电容器 C1 - 薄膜（聚对苯二甲酸乙二醇酯），其余- 具有 X7R 电介质且额定电压为 25 B（或 50）的陶瓷。 调谐电阻可以是任何小尺寸的电阻，但使用多匝电阻更可靠。 通过连接到已建立的 UMZCH 的 FET 设置非线性 OOS 节点，归结为当音调信号（频率为 1 kHz 的正弦波，幅度为几倍）施加到其输入时，在放大器输出处设置零。伏小于输出限制电压。 更准确地说，您需要设置与没有信号时相同的电压（几毫伏）。 必须连接负载（等效负载）。 使用通过低通滤波器（R = 10 kOhm，C = 1 μF）连接到输出的直流毫伏表测量输出电压。 测试信号不应包含超过1%的偶次谐波。 可以通过暂时将电容器C1的电容值减小至0,1uF来加速调谐过程。 根据现有信息，特别是来自[13]的信息，这样的节点可以提高带宽限制显着高于 0,02 Hz 的设备上录制的音质。 显然，这种情况的发生是由于当脉冲信号通过微分电路（例如级间电容器）时，记录中相对较慢的寄生信号偏移被“切断”，这是电子音频中的声音（音乐）信息。路径 [12] - 见下文。 为此，DA1.2 级联中的积分常数应足够小，但又不能小到显着降低低音量时再现声音中的低频内容。 对于图中的方案。 如图 8 所示，这对应于 1 µF 量级的电容 C0,1。 该节点的中继器应通过改变不同音量级别的积分常数进行实验。 “0 Hz”，或更准确地说“几乎 0 Hz”的想法，作为从麦克风到扬声器的声音路径频带的频率边界，意味着拒绝区分低频和低频的常用电路-低频信号-OOS电路中的级间电容和积分器，从实际考虑都具有比较小的时间常数值。 由于使用这种滤波器，线性失真被引入到非平稳信号（声音、音乐）中，这对再现声音的主观感知产生负面影响。 在图中。 图9显示了对称非平稳信号在通过六个一阶微分电路（粗线）时如何变化，其截止频率比信号振荡第一周期的频率低一个数量级。 过渡过程的指数部分用虚线显示。 失真是由于低频区域滤波器产生的前导相移而产生的，这会导致声音攻击的“模糊”[14]。 也就是说，声音振动的包络被扭曲，听觉的灵敏度随着频率的降低而增加，因为时间因素在低频区域的听觉系统中的信号分析中占主导地位。 声音谐波分量之间的相移也会改变音色的感知[15]。 在这种情况下，信号幅度增加，其动态范围增加了几个分贝，相应地，路径的动态范围也减少了相同的值，该值越大，HPF 的截止频率相对于信号频率。 在极限情况下，方波的幅度增加为 +6 dB（实际上总是较小） 先进相移的另一个后果是间接影响声音再现的质量。 其原因在于，LF和LF分量的相移和幅度变化导致信号中心线相对于零的波动。 图中的虚线。 图9显示了中间线的“滑动”，这在原始信号中是不存在的。
为了理解这种“滑移”与声音恶化之间的联系，有必要考虑到放大级（尤其是功率放大器）的传输特性不仅是非线性的，而且通常具有非单调非线性（即发生 FI）。 这意味着沿着传输特性“滑动”移动的信号具有变化的谐波和互调频谱，即，信号的非线性变得不稳定。 根据该想法的作者 E. Aleshin 的观察，后一种情况会显着恶化音质，阻止听力适应路径的非线性 信号“滑动”的另一个负面后果体现在电声转换中。 当这种“滑动”信号由发声头再现时，由于多普勒效应，声谱发生偏移。 当播放真实的声音信号时，这会导致声音的额外频率调制（爆震），众所周知，这也会恶化声音再现的主观质量。 参考文献：1. Sukhov N. UMZCH 高保真度。 - 广播，1989 年，第 6 期，第 55 页57-7； 第 57 页，第 61 页。 XNUMX-XNUMX。
出版：radioradar.net
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