正交反波混频器。方案、说明

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在设计无线电设备的许多实际情况中，需要变频器在输出端提供两个正交信号。它们广泛用于通信用单边带信号调节器、同步启动设备（直接转换接收器）和数字处理设备。本出版物的作者提供了另一种轻松构建正交混频器的方法。

为了完整地描述无线电信号，需要设置其两个参数：当前幅度A和当前相位Ψ。在复平面上，信号由矢量 A 表示，旋转角度 Ψ（图 1）。

反波正交混频器

然而，这种异构参数以电量形式的实际表示非常不方便。最好使用信号矢量在实轴 I = A cosΨ 和虚轴 Q = A sinΨ 上的投影。这些参数是均匀的，并且在转换为零频率时通过直流电压（但随调制而变化）电流显示，或者在 Ψ = ωt + φ 时通过交流电压显示。从已知的 I 和 Q 总能找到 A 和 Ψ：A2 = I2 + Q2，Ψ = arctg(Q/l)。国外文献中接受的信号名称：I——同相，Q——正交。构建正交转换器的传统技术涉及使用安装在电路中的高频 (HF) 移相器，为混频器提供外差电压（图 2a）。在混频器的输出处，形成差分频率信号，并且由于信号的相位以与频率相同的方式变换，因此这些信号将具有相对相移π/2。有时，例如，在可逆单边带转换器中，为了保留分配的边带，在信号电路中安装高频转换器（图2b）。

反波正交混频器

高频移相器如图 2 所示。 4，但将本振频率除以XNUMX同时在数字微电路上执行很方便，但数字移相器的频率范围仅限于数十兆赫。由分立 LCR 元件制成的移相器的范围并没有更宽，因为在高频下，安装和其他电路元件的寄生电感和电容的影响开始强烈影响。无论如何，在没有调谐元件的情况下不可能对分立元件执行移相器。

向高频过渡的总体趋势是使用具有分布式参数的电路，特别是长线路。 RF移相器还可以在电长度为a/4的线路上进行。在实践中，更方便的是采用长度仅为 λ/8 的线路，将来自输入端和本地振荡器的 RF 信号引向彼此，如图 3 所示。 XNUMX.

反波正交混频器

混频器输入端信号的相对相移仅为 π/2。这是必需的。但同时，需要混频器，其中信号和本地振荡器都馈送到同一输入，即传统的平衡混合器在这里不适合。但作者在 20 多年前提出的反并联二极管混频器是最合适的！其中，本地振荡器频率是信号频率的一半，并且转换按照 F≤2fl、-fc 或 F≤Ic - 2fl 定律进行。 LO 频率处的线路长度仅为 λ/16，但由于 LO 相位以及频率在转换过程中加倍，因此在混频器的输出处仍会形成正交信号。

在正交反向传播波混频器的实际实现中，建议（但不是必须）在线路上使用行波模式。为此，与信号源并联输出阻抗的混频器的输入阻抗必须等于线路的特性阻抗。输入和输出电容必须通过并联电感器或其他方式进行补偿。该线路可以以同轴电缆的形式、印刷微带线的形式或在集总元件上制成。

作为图 4 中混合器的实际实现的示例。图46示出了频率为1 MHz的实验外差接收机输入部分的实用图。输入电路由元件L1C1构成，UFC根据源极跟随器电路组装在场效应晶体管VT3上。晶体管VT2上的本振缓冲级正是按照相同的方案制作的。接收器的本地振荡器是根据双极晶体管VT23上的电容三吨电路的方案制作的，使用石英谐振器，频率为6 MHz。本振电源电路中安装有调谐电阻RXNUMX，可以选择混频二极管上本振信号的电平，以获得最大传输系数。

反波正交混频器

通过隔离电容 C3 和 C8，RF 信号被馈送到线路的末端，混频器连接到二极管 VD1-VD4 上。由于频率不太高，线路本身采用集总元件上低通滤波器的 U 形链接形式

L2C9C10。链路的截止频率远高于信号的频率，因此它仅引入相移，而不引入射频信号的衰减。当通过微调电容器 C9 和 C10 设置链路电容的相应调整时，需要考虑源极跟随器的输出电容和混频器的输入电容。电容器 C11 和 C12 滤除混频器输出处的高频分量并限制音频带宽。

线圈 L1 包含 7 匝 PEL 0,5 线，并使用磁铁矿修剪器在直径 5 毫米的框架上制成。线路线圈L2缠绕在外径9mm的高频环上（磁路SB-9的颊板），并包含8匝PEL线0,25。电感L3仅用于闭合直流混频电路，其电感量并不重要。

设置设备归结为设置输入电路并将外差电压电平设置为输出处的最大信号并调整通道中的相移。为此，I 和 Q 信号在适当放大后提供（作者使用了双 K157UD2 运算放大器）。连接到示波器的 X 和 Y 输入。通过为通道设置相同的增益，通过调整电容C9和C10，它们在屏幕上实现了正确的圆圈。

所描述的设备提供了几微伏的噪声限制灵敏度（未设置获得最大灵敏度的任务），并且输出端信号相移的精度优于几度，在任何情况下，在从直流电到几千赫兹的整个拍频范围内，示波器屏幕上的数字与圆没有区别。

作者：V.Polyakov，莫斯科

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