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无线电电子与电气工程百科全书 计算声学系统分离滤波器的相位法。 无线电电子电气工程百科全书
近年来，人们对放声设备的质量要求显着提高。 首先，这是指工作频率范围的宽度以及非线性和相位失真的幅度。 播放质量很大程度上取决于扬声器系统（AS）的设计。 特别是，安装有两个、三个或更多个动圈头的多频带扬声器被广泛用于再现低频、中频和高频。 为了分离音频频谱的频带，通过一阶、二阶或更高阶的分频滤波器打开动圈头。 然而，众所周知，在截止频率 fp 处精确分离复杂音频信号的频率是不可能的（图 1）。 因此，在相邻的动态磁头再现带之间存在一个联合作用区域。 具有交叉频率 fp 的信号由两个磁头以大致相同的电平再现。 在联合作用区的其他频率处，施加到头部的信号的电平在幅度上彼此显着不同。 为了在联合作用区域实现理想的声音再现，必须为两个磁头在声压方面的同相操作提供条件（以下称为磁头的同相操作），即电流之间不应有相移头部的数量和联合作用的区域应尽可能小。 然而，这些条件都很难满足。 一阶滤波器（图1，a）结构简单，幅频特性（AFC）呈扁平形状，因此动磁头的共同作用区域相对较宽。 例如，低频 VA1 和中频 VA2 磁头的联合作用区域大约等于 50 ... 5000 Hz（图 1，b）。
对于包含三个动态磁头的扬声器，可能存在所有三个磁头同时作用的区域（图 1，b，500 ... 5000 Hz）。 （幅频特性是根据动圈磁头声音的实际可听度信号水平而建立的。） 在此类分离滤波器中，与低频（LF）头BA1串联的电感器L1导通，其感抗与频率成正比。 如您所知，在具有电感电阻的电路中，电流滞后于施加的电压，而在包含电容的电路中，电流则领先于电压。 因此，电流的幅度以及电流与施加的电压之间的偏移角度不保持恒定并且具有复杂的频率依赖性。 例如，对于简单的分频滤波器，相频特性（PFC）的形式如图 1 所示。 50、c. 在 5000 ... 1 Hz 的联合作用区内，根据频率的不同，通过 VA2 和 VA142 头的电流之间的相移角度 (p) 分别在 35 到 2° 之间变化。观察到类似的图片VA60 和 VAZ 磁头的相频特性之间 联合作用区边缘磁头电流之间的相移角为 100 和 1°。 显然，磁头 BA2 - 磁头电流之间的相移角BA2、BAXNUMX-VAZ过大并且取决于频率，因此，未提供在联合作用区域中的声压方面的磁头同相操作。 如果第一个磁头中的电流按照规律 Ii sin ot 变化，而第二个磁头中的电流变化规律为 - l2 sin (o) t + cpi2)，则动态磁头的电流之间存在角度 (pi2在这种情况下，在周围空间中，声压将与所谓的等效电流Ie成正比 IЭ 我是1 罪 ωt + I2正弦(ωt + φ1-2) = 我M罪 (ωt + α), 其振幅IM 由表达式确定： IM =根.q（我12 +我22 +我1I2cosφ1-2), 等效电流与第一头电流之间的夹角可由下式确定： tgα = (我2罪φ1-2） / （一世1 +我2 cosφ1-2), 即，角度 a 不仅取决于合成电流 (pi2) 之间的相位角，还取决于它们的幅度 I 之比1 /我2。 在动态磁头的共同作用区域，相移角可以从 0 到 φ 变化1-2取决于电流幅度的比率，因此，在声音再现期间，将引入原始录音的失真。
利用已知的隔离滤波器和动态头元件的参数，可以计算并绘制幅度和相频特性（图2b、c）。 公式(1)包含电容器C3、电感器L1和动磁头线圈BA1的电抗，它们对频率具有复杂的依赖性。 因此，在二阶滤波器中，动态磁头电流和施加电压之间的相移角不会保持恒定，而是根据频率而变化很大。 因此，例如，对于低频分频滤波器，动态磁头电流和施加到滤波器的电压之间的相移角（取决于频率）在 10 和 270 的频率下可以从 -20 到 -20000° 变化。分别为 Hz（图 2，c）。 对于中频动圈头，该角度在 110 和 75 Hz 频率下可在 +80 至 -20000° 之间变化（图 3），而对于高频驱动器，该角度可在 +135 至 -50° 之间变化（在 150 Hz 时）。和 20000 赫兹）。
2 - 相同，但 C4 = 20 uF 3 - 相同，但 C4 = 20 µF（文章中显然有拼写错误） 4 相同，但 C4=80 uF 5 相同，但 L2 = 0,6 uF 6 相同，但 R3 = 5 欧姆 因此，当所施加的电压的频率改变时，低频动态磁头的电流与施加到滤波器的电压之间的相位角会改变。 260°，对于中音和高音扬声器，相同的角度改变 185°。 这种情况是动力头在其共同作用区域内异相运行的主要原因。 通过改变分频滤波器元件的参数，您可以调整每个动态磁头的相位响应。 因此，可以获得头部的相同特性，从而确保它们在联合作用区域中同步操作的条件。 因此，对于根据图 2 的方案的低频分频滤波器来说， XNUMX、相频特性发生如下变化： 随着电容器C3的电容增加（曲线2），特性曲线的中心部分平行于左侧移动； 电容器 C3 的电容减小（曲线 3）平行于特性曲线的中心部分向右移动； 随着电阻R1阻值的增大和电感L1电感的减小，左侧部分向小角度区域移动，同时中部部分向右移动（曲线5）； 包含与电容器 C2 串联的电阻器 R3 将特性曲线（曲线 4）的右侧移动到较小角度的区域。 改变分频滤波器的参数时，不仅修正了相频特性，而且使幅频特性发生变形。 所以，在图中。 2,6: 从电容C3的电容值的增加（曲线2）来看，电流幅度略有增加，频率带宽减小； 随着电容器C3电容的减小（曲线3），电流减小，带宽增大； 电阻器 R1 阻值的增加会降低电流幅度的最大值，但不会影响滤波器带宽（曲线 5）； 电感L1电感值的减小伴随着电流幅值的增大和滤波器带宽的扩大等。 中频和高频动圈头的分频滤波器的电路可以相同，仅元件参数值不同（图3，a）。 对于这样的电路，磁头电流值可以通过以下公式计算
对于动圈磁头ZGD4，当电容器C40的电容=1μF时，相频特性在形状上与低频磁头的特性类似，但偏移到正角区域。 更改分离滤波器元件的参数会影响相位响应（图 3,6），如下所示： - 增加电容器C4的电容（曲线4）将特性的中心部分移至低频区域； - 电感器 L2 电感的减小（曲线 5）将中心部分移至高频区域，并将特性曲线的左端移至角度 φ 值较小的区域； - 头部R的主动阻力增加Д（或与其串联的电阻器的电阻）使整个特性并联地沿增大电流偏移角的方向移动； - 电阻器 R3 的电阻增加（曲线 6）使特性变直，使左右部分向更小的角度值移动。 相同元件参数变化对幅频特性的影响如下： - 电容C4电容的增大导致特性幅值最大值增大，其不均匀性急剧增大，传输区向低频增大； - 头部R的主动阻力增加Д略微降低频率响应的不均匀性； - 增大电阻R4的阻值可以减少频率响应的不均匀性，同时使其向低频方向移动； - 电阻 R3 平滑了不均匀的特性。 利用分离滤波器的参数变化对其相位和幅频特性的影响的已知模式，创建低频和中频动态磁头的相同（组合）相位特性不会出现任何特别的困难。 最大的难点是高频和中频动圈头相位特性的协调。 两个分离滤波器都是电容性的，当然，它们的相频特性可以在电容器C4的电容值相同的情况下发生，这与频率分离条件相矛盾。 因此，一种选择是在高频滤波器中安装小容量电容器C4（约2μF）和小电感（小于2mH）的电感器L0,1。 改变电容器 C4 的电容对相位和幅度特性有显着影响。 另外，还可能出现谐振现象，因此需要采取措施减少频率响应的不均匀性，例如在电容C4(图3)上串联一个阻值较小的电阻R3。 VA2和VAZ头电流相位匹配的第二种选择是根据不同方案构建滤波器：例如，可以通过三阶分离滤波器打开VAZ头
计算声学系统的相位和幅频特性的过程可以如下。 首先，为了进行计算，有必要知道每个动态磁头在其有用工作区域的频率下的有源电阻和电感电阻。 有源电阻可以使用直流电桥、欧姆表或其他仪器来测量。 确定动态磁头的感抗存在一些困难，因为它与频率和磁头的安装条件有复杂的关系。 因此，动磁头的感抗应在其正常工作条件下（安装在后壁封闭的盒子等情况下）确定。 在实践中，动磁头的感应电阻是通过实验和计算来确定的。 为此，请根据图 4 的方案测量磁头的阻抗。 4、图电路中的有源辅助电阻r。 4,6、a应该多一些，在图的方案中。 10 - 比预期头部阻力小 20...XNUMX 倍。 根据这些方案，消除了动态磁头的阻抗对频率的依赖性。 根据图中的图表。 4、测定采用替代法进行。 通过定期设置声音发生器的频率 G, 电压表PV测量动磁头VA线圈电阻上的交流电压降。 然后，代替磁头，导通可变电阻器R，通过改变其阻值，在其上获得相同的电压值。 在这种情况下，有源电阻R等于给定频率下动圈磁头的总电阻2d1。 测量点的数量由磁头的类型（LF、HF）及其特性的不均匀性决定。 上 根据获得的每个频率值的阻抗值，动磁头的感抗由以下公式确定 Xdi = 短方形 (Zdi2 - 路2) 声音发生器的输出电压电平对测量结果几乎没有影响。 因此，当电压从 1 V 变化到 30 V 时，动圈磁头的阻抗会变化 5 ... 8%。 根据图 4,6 的方案进行测量。 XNUMX 更准确的是，磁头阻抗值为 Zdi = r Udi / Ur 根据特定频率下动磁头电阻的一定值以及分离滤波器元件的预期参数，利用公式（1）和（2）计算相频和幅频特性。 根据构建的振幅特性，确定截面的边界频率和动态头的联合作用区域，以及特性的不均匀性和均衡的需要。 基于相同的特征，人们可以得出关于频率分离的陡度、关于分频滤波器的质量的评估以及关于期望的改变的方式（移位、变窄等）的结论。 然后绘制相位特性，并特别注意它们在动态头联合作用区域的收敛。 在分析所构建的特性之后，如果存在任何缺点，则基于分离过滤器元件的变化对其特性的影响的已知性质，概述调整选项并再次计算特性。 对得到的特征进行构造、分析等，直到得到需要的结果。 然后安装音响系统的所有元件并进行电气测试。 使用所描述的方法，我们确定了动态磁头上声学系统的分频滤波器的参数：6GD2（L1 = 7,9 mH，R2 = 1 欧姆，C3≤30μF，Rd≤5,5欧姆，R1≤1,45欧姆）； ZGD1（L2 = 1,3 mH，R4 = 1 欧姆，C4 = 60 μF，Rd6,8 欧姆，R3 = 2 欧姆）； 1GDZ（L2 = 0,08 mH，R4 = 0,5 欧姆，C4 = 2uF，Rd = 8,70m，R3 = 1 欧姆）。
上图。 图5和图6显示了低频（LF-6GD2）和中频（MF-ZGD1）动圈磁头的测量特性。 如您所见，截止频率 fP1 = 400 Hz，联合作用区为80...2000 Hz，相频特性之间的偏移角为150...190°。 因此，有必要改变其中一个动磁头的开关极性（将电流“转动”180°）。 通过中频头与高频头的匹配可以清楚地看出，中频头的夹杂物的极性应该改变（图6，倒置的中频特性）。 在这种情况下，在频率为 30 和 10 Hz 时，磁头电流之间的相移角分别为 80 和 2000°。 为了在 500 ... 2000 Hz 区域内获得更准确的特性组合，电阻 R2 应增加至 1,3 欧姆（见图 2，a）。 同样，中高频动圈磁头的相位特性也是匹配的。 由于匹配低、中、高频动圈头的相位特性，似乎可以创建一个具有整个频率范围的高质量再现和可再现频率范围的“明显”扩展的声学系统。 在制造分离滤波器作为电容器C3和C4时，需要使用工作电压至少为100V的纸电容器，例如2V的MBGP160。电阻器R1-R4可以用具有以下直径的导线制成0,4 ... 0,6 毫米的任何高电阻合金； 绕组为双线。 高频滤波器中的电感是用直径为0,6的铜线制作在任意圆柱形框架上。 ..0,8mm（约140圈）。 中频滤波器的电感L2（约240匝）采用直径0,8mm的导线制成，其有源电阻不应超过电阻R4的电阻，因为电感绕组的有源总电阻和附加电阻电阻器如图中 R4 所示。 如果电感值不足以满足所需的有源电阻值，则在线圈中插入一个小铁氧体磁芯。 低通滤波器的电感器L1用25毫米的电线制作在中等尺寸的框架（外径30 ... 0,8毫米）上。 绕组的有源电阻为1,45欧姆。 为了增加电感，将 U 形铁氧体磁芯从水平扫描变压器插入线圈中。 不应使用由其他材料（变压器钢、羰基铁等）制成的磁芯，因为它们表现出电感值对电流强度或频率的依赖性。 这可能导致非线性失真。 过滤器中的连接线横截面必须至少为 0,8 毫米2，并用于与放大设备连接 - 至少 1,5 mm2。 这对于减少电线中的电压和功率损耗并消除滤波器之间可能的相互影响是必要的。 在两个滤波器的电路中使用单独的元件是绝对不可接受的，例如高频滤波电容C4应该连接在类似的中频滤波电容之后（实践中经常这样做）。 如果不满足这个条件，则幅度特别是相频特性会出现相互影响。 作者：A. Vakhrameev； 出版：cxem.net
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