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无线电电子与电气工程百科全书 模拟无线电元件 PSpice 模型的研究。 无线电电子电气工程百科全书
在他的文章中（“用于仿真程序的 PSpice 模型“在《Radio》第5-8期，2000年）作者谈到了基于PSpice语言的建模程序的模拟组件模型的构建规则。本文继续这个主题。它致力于研究PSpice模型的方法这是非常重要的，因为只有使用可靠的组件模型才能获得足够的仿真结果。 每个无线电爱好者迟早都会得出这样的结论：在设备制造过程中将无线电元件安装到板上之前，您应该首先检查其可用性。 这将使设备在未来避免通电后出现故障，或者避免长时间寻找其无法操作的原因。 为此，工业企业组织无线电元件的部分或全部传入控制，这比维持大量高素质、高薪的设备调节人员容易得多。 电子电路建模时的方法应该类似。 使用未经验证的模型会导致浪费时间查看与现实无关的图表。 在这种情况下，您可能会对设备的运行状况或无法操作做出错误的结论，并做出错误的决定。 因此，输入控制也应该组织在这里。 将来，这将在节省时间和提高模拟结果的可靠性方面得到回报。 补充个人库的来源可以是包含在所使用的仿真软件包的库中的模型，来自其他但兼容的仿真程序的库——这些模型在互联网上的仿真程序开发商和制造商的公司的网站上大量呈现。电子元件，发表在印刷出版物上，以及自行开发的模型。 与此同时，人们只能猜测它们的质量。 在使用这些模型之前，最好对其进行测试。 正是通过这种方法，所获得的结果才有信心。 事情变得很清楚——什么可以，什么不可以。 所提出的文章描述了一些测试离散模拟无线电元件模型的方法，提供了测量方案和 PSpice 格式的建模任务文本。 任务是针对特定模型的无线电元件配置的，其测试在文章中进行了描述。 如果要测试任何其他元素，则应改进程序。 这并不难。 一般来说，所有改进都归结为改变电流、电压、分析时间的限制、选择负载、设置直流组件模型所需的模式。 如果您有创意，一些测试可用于为其他模型（包括复杂的宏观模型）开发新的测试。 二极管恢复测量 为了评估二极管模型的动态特性，应测量其反向恢复时间。 我们以整流二极管 KD212A 模型为例来实现这一点。 众所周知，在将施加到实际二极管的电压极性从正向变为反向后，它不会立即闭合，而是会延迟一段时间。 在这种情况下，大电流可以沿相反方向流过二极管一段时间。 对于KD212A，根据参考书[1]，保证反向恢复时间在Uobr=200V，Ir=2A，不大于300ns。 现在我们来检查一下这个二极管的型号。 让我们创建接近参考书中给出的 KD212A 二极管参数的测量条件。 为此，我们通过电阻为 1 欧姆的电阻器向二极管模型（图 1、表 200）应用幅度为 100 V 的多极性电压脉冲。
让我们开始模拟过程，看看二极管电流将如何变化（图 2）。
事实上，图表上存在相反方向的特征电流浪涌。 其持续时间就是反向恢复时间。 二极管导通时的电流峰值是通过其势垒电容的再充电来解释的。 模型二极管电流以安培为单位测量，电压以数百伏为单位测量。 为了在一张图表上构建两条曲线（电流和电压），应使用图形处理器将电压除以 100。 从图中可以看出，反向恢复时间约为33 ns。 结果与实际情况相符，尽管反向恢复时间远小于护照的 300 ns。 这里，总的来说，利用国内参考书的信息来建立模型的问题就表现得很明显了。 一般来说，所有设置为“不多”或“不少”的参数都不能用于构建数学模型，因为它们主要反映了开发人员谨慎行事的愿望。 因此，最好尝试使用制造商创建的模型，或者进行某种独立的测量。 例如，如果在整流器中使用该二极管，则此类浪涌的存在会导致开关噪声增加。 通常通过与二极管并联一个并联电容器来解决这个问题（图 3）。
让我们看看它给出了什么（图 4）。
可以看出，情况正在发生变化，但变化不大。 显然，切换到直流状态时的故障与电容器C1的再充电有关。 建模任务（表2）由两个依次组成。
第二个任务只是第一个任务的复制，然后添加电容器 C1，与二极管并联。 这样做很方便，因为计算后的所有图形都会同时显示。 变容电容模型的伏法特性 二极管的另一个重要特性是 p-n 结的电容与反方向施加的电压的相关性。 对于诸如变容二极管之类的设备，这是主要的依赖性。 让我们构建 2V104A 变容二极管模型的电容电压特性。 让我们向二极管模型（图 5）应用一个以 10 V/μs 的速率线性增加的电压，并在相反方向上施加 50 V 的幅度。 在这种情况下，p-n 结将闭合，并且由于反向电阻非常大，流经二极管的电流实际上将是纯电容性的，并且将由方程 ld \u10d CdV'(t) 确定，其中 V' (t)是电压上升率(107V/μs=XNUMXV/s)。
我们为 Сd 求解这个方程，我们得到 Сd=Id/V'(t)。 从这里我们得到二极管电容的公式：Cd \u107d Id / XNUMX。 或者最后，考虑到尺寸，Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA)。 让我们编写并运行仿真任务（表 3），然后看看二极管电流如何随时间变化（图 6）。
电流会非常小，要与电压同时看到它，它的值必须由 GPU 乘以 1000。由于施加的电压对时间的依赖性是线性的，因此我们将替换X 轴上的时间与电源 V1 的电压。 然后我们将电流值除以 10。结果，我们获得了二极管的电容电压特性（图 7），其中沿轴，以微安为单位的电流值在数值上等于二极管（皮法）。
手册[1]指出，反向电压为4 V时，变容二极管的电容范围为90至120 pF。 根据模型图表，我们得到 108 pF。 这表明所研究的模型的该参数对应于真实变容二极管的特性。 双极晶体管模型的饱和特性 在设计非接触式开关时，了解晶体管的饱和模式特性非常重要。 这些参数对于脉冲转换器和负载开关器件中开关晶体管的选择具有决定性作用。 对于这样的设备来说要有很高的效率。 开关晶体管必须处于全开或全闭状态，并尽快从一种状态切换到另一种状态。 在完全开路状态下，晶体管应该饱和。 其上消耗的功率由集电极电流和给定集电极电流下集电极-发射极部分的饱和电压的乘积决定，加上一些由基极电流决定的附加功率，这是维持晶体管饱和所需的。 它等于基极饱和电压和基极电流的乘积。 有时，驱动晶体管所消耗的额外功率相当大。 这是双极晶体管的一个显着缺点。 在参考书中，饱和电压的解释含糊不清。 通常用特定的基极和集电极电流来表示，或者绘制固定集电极电流下基极电流的饱和电压（Ukenas 和 Ubenas）图，或者用饱和度绘制 Ukenas 和 Ubenas 对集电极电流的依赖性。对于低功率晶体管，Knas=10 的系数（对于大功率晶体管 - Knas=2）。 让我们为强大的双极晶体管 KT838A 的模型构建集电极-发射极和基极-发射极饱和电压对基极电流的依赖关系，KT2A 广泛应用于脉冲次级电源，其参数很大程度上取决于质量指标开关晶体管。 参考文献[4,5]列出了其参数： Ubenas (at Ik=2 A; Ib=1,5 A) - 不超过 4,5 V； Ukenas（Ik=2 A；Ib=25 A；T=+1,5 °C）- 不超过 4,5 V； Ukenas（Ik = 2 A；Ib = 45 A；T = -100 °C 且 T = + 5 °C） - 不超过 XNUMX V。 使用测量方案（图 8，表 4），我们计算这些依赖关系。
获得的结果（图9）与参考数据并不矛盾。 显然，随着基极电流的减小，集电极-发射极电压急剧增加是由于晶体管退出饱和模式。
现在，让我们建立强大的双极晶体管 KT838A 和更现代的 KT8121A2 模型的集电极-发射极和基极-发射极饱和电压在固定饱和系数等于 2 时对集电极电流的依赖性。 不幸的是，在KT838A晶体管的手册[8121]中，没有这样的特性，但KT2AXNUMX有。 我们通过这个指标来比较晶体管型号。 使用测量电路（图 10），我们将集电极电流与基极电流之比设为 1，为此使用由电流 F0,5 控制且传输系数为 XNUMX 的相关电流源。
控制将是通过零电压的电压源V1的电流（这是PSpice的要求）。 通过在 1 至 0,1 A 范围内改变源电流 I10（因此基极电流在 0,05 至 5 A 范围内变化），我们可以计算晶体管基极和集电极的电压将如何变化。 为此，我们使用 .DC 指令的功能。 建模任务（表 5）由两个依次串联的 KT838A 和 KT8121A2 晶体管组成。 在这种情况下，两个设备的特性将同时出现在一个屏幕上（图 11）。
从图中可以看出，KT8121A2晶体管在饱和模式下比KT838A具有更好的特性。 当集电极电流为 4,5 A 时，KT838A 集电极-发射极的饱和电压约为 2,1 V，而 KT8121A2 约为 0,5 V。因此，最好使用 KT8121A2 晶体管来构建强大的开关，因为会减少功耗。消散于其上。 强电场晶体管模型的伏安特性 各种印刷来源和互联网上都给出了大量国产和进口晶体管的类似物表。 一个非常明显的问题出现了 - 是否可以通过为模拟模型指定国产晶体管的名称来使用它们？ 在表中。 图 6 显示了强大场效应晶体管的进口类似物。 该表很好，因为许多类似物的模型可以在 OrCAD-9.2 库中找到。 此类晶体管主要用于电视机、录像机和监视器的开关电源。
笔者对KP805A晶体管很感兴趣，因为BUZ2541晶体管在他的SONY KV-E90电视的电源中出现故障。 我们尝试将KP805A的主要参数与表中进口同类产品的特性进行至少近似比较。 在tntusoft网站上找到了MTP6N60E晶体管模型，在siemens.lib库中找到了BUZ90晶体管模型，在pwmos.lib库中找到了IRFBC40晶体管模型。 尽管晶体管在表中以类似物的形式呈现，但它们的模型看起来却非常不同。 MTP6N60E和BUZ90晶体管模型用非常复杂的宏模型来表示（图12、图13），而IRFBC40晶体管模型是最简单的，建立在内置模型的基础上。 同时让我们看看这将如何影响它们的参数。
首先，让我们为这些根据共源电路连接的晶体管模型建立一系列输出电流-电压特性（图 14）。
场效应晶体管的输出特性是在固定栅极电压下漏极电流对漏极电压的依赖性。 通过绘制几个栅极电压值的图表来形成一系列输出特性。 让我们创建一个建模任务（表 7）并运行它。 随着栅极电压的变化，曲线将发生特征性变化（图 15 - 17），形成一系列输出参数。
要绘制不同晶体管的特性，您应该在程序中晶体管模型的连接线中操作“*”（星号）符号。 比较依赖性，可以看出，MTP6N60E晶体管模型具有较低的放大倍数（至少两倍），并反映了在声明电压Uc和max=600 V时的电击穿现象，而在IRFBC40晶体管模型中，反映了电击穿现象没有出现。 从考虑电气击穿现象的意义上来说，第一个模型更符合实际。 然而，现在断言这些晶体管的模型具有相似的特性还为时过早。 它们唯一的共同点是，在规定的电流 Ic=6 A 和电压 U3i=10 V 时，它们的漏源电压值近似相等，对于 MTP6N60E 约为 5,6 V，对于 MTP40N5,8E 约为 XNUMX V。 IRFBCXNUMX。 显然，siemens.lib 库中的 BUZ90 晶体管模型不是很成功，通常在漏极电压仅变化到 100 V 时进行计算。如果将区间扩大到 120 V 以上，则无法获得正常的输出特性（图 17）。 XNUMX），计算过程非常耗时。 尽管该模型包含在 OrCAD 发行版附带的专有 siemens.lib 库中，但情况仍然如此。 将来使用这样的模型可能会导致获得结果时出现问题。 人们习惯上相信品牌库，因此解释模拟设备的行为并不容易。 这表明任何模型，即使来源可靠，也必须在使用前进行测试。 现在让我们构建 MTP6N60E、IRFBC40、BUZ90 晶体管的瞬态特性。 测量方案如图14所示。 8、建模任务 - 表中。 XNUMX.
让我们区分这些依赖性并获取斜率变化的图表（图 18 - 20）。
在电流为 2 A 时，我们有 S(MTP6N60E)=3000 mA/V； S(IRFBC40)=2040mA/V； S(BUZ90)=2050mA/V。 根据手册 [2]，KP805A 的特性斜率为 2500 mA/V。 数值看起来很接近。 但这只是某一时刻！ 由此可以得出什么结论呢？ 从 MTP6N60E、IRFBC40、BUZ90 晶体管模型的电流-电压特性来看，很难假设它们是相同的器件。 但设备维修时的真实更换经验证实了它们在开关电源中的互换性。 至于用模拟模型作为国产KP805A晶体管的模型，则不能直接这样做，因为它们的电流电压特性存在显着差异。 MTP6N60E和IRFBC40晶体管模型被证明是高效的，并且总体上反映了一些典型高功率MOS晶体管的特性，并且适合于仿真。 他们的模型是最成功的模型，将来可以用作创建国产场效应晶体管模型的原型。 最简单的方法是选择模型参数并进行后续测试，并从可靠的参考中与真实器件的特性进行比较。 可以使用 PART MODEL EDITER 程序（OrCAD 软件包的一部分）创建简单的 KP805A 模型（使用 IRFBC40 模型作为原型）。 如果您通过连接二极管来考虑其中的电气击穿，您将获得一个完全“可行”的模型。 场效应晶体管模型的沟道电阻对栅极电压的依赖性 与前面的示例类比，我们构建了 KP312A 晶体管的输出电流-电压特性（图 21、表 9）。 从图中可以看出，场效应晶体管具有一个在低漏极电压 |Usi |<|Usu us | 时关于零非常对称的受控电阻区域。 /2。
FET 通道的行为几乎类似于线性电阻器，其电阻取决于栅极电压。 如果漏极电压的极性反转，则不会破坏电阻器的线性度。 因此，在场效应晶体管上，可以实现工作于直流电和交流电的可变电控电阻器。 这个有趣的特性经常用于各种自动控制系统中。 但应记住，对于具有控制p-n结的场效应晶体管，必须满足|Uzi|<|Usi|+0,5V的条件，否则，当暴露于反向漏极电压时，控制p-n结的部分漏极附近将如此开路，以致在漏极电路中，将流过大量栅极正向电流，从而破坏电阻器的线性度。 硅 pn 结上的正向电压不超过 0,5 V，不会产生显着的正向电流。 在这方面，晶体管沟道电阻对栅极电压的依赖性是令人感兴趣的。 让我们来构建它。 这种实验的特殊性在于，无法直接在 PSpice 图形后处理器的屏幕上显示场效应晶体管通道的电阻图形，但可以获得其电学等效值。 将漏极电压除以漏极电流 RDS=UD(J2)/ID(J2) 即可得到电阻。 该方法具有通用性，可用于测量其他模型（包括宏观模型）中的阻力。 因此，您将需要一个具有 A/V 功能的分压器和一个电流电压转换器。 现在我们将制定一个测量方案（图22）。 电流-电压转换器基于由电流 H1 (INUT) 控制的电压源，通过测量输入并联到零电压源，零电压源连接到场效应晶体管的漏极电路。 这是PSpice测量电流时的要求。 通过改变栅极电压（电压源V1）和设置不同的漏极电压（电压源V3）值，我们获得了KP312A场效应晶体管的相应系列沟道电阻特性（分压器输出A/B） 。
在编译建模任务时（表10），我们将除法器（图23）设计为单独的宏模型.SUBCKT DIVIDE A B A/B，其中A和B是除法器的输入； A/B 是其输出。 这将使我们能够在将来的各种实验中重复使用该分隔器。
我们将根据.TRAN指令在瞬态分析模式下测量电阻。 在这种情况下，源极V1的电压将与时间成比例地增加，并且晶体管的漏极电流相应地与时间成比例地增加。 根据指令.STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 的漏极电压将根据其在受控电阻区域中指定的列表而变化（见图21）。 我们将漏极电压施加到分压器的输入 A，并将与漏极电流成正比的 INUT 输出电压施加到输入 B。在分压器的输出处，我们得到与场效应电阻成正比的电压晶体管通道。 在这种情况下，以伏特为单位的电压对应于以欧姆为单位的电阻，以千伏为单位的电压对应于以千欧姆为单位的电阻。 通过运行模拟任务，我们获得了所需的特性系列（图 24）。
从图中可以看出，沟道电阻随着栅极电压接近截止电压而增加，该模型的截止电压为 -5 V。这是可以理解的，因为晶体管会关闭。 在 0 至 -1,5 V 范围内，可以区分出相对线性的电阻变化区域。 漏极电压也会影响沟道电阻，随着漏极电压的增加，沟道电阻也会增加。 这与场效应晶体管的理论和实际特性非常吻合[3, 4]。 在一些参考书中，给出的不是电阻图，而是电导率依赖性。 显然，如果我们交换分压器的输入 A 和 B，我们将得到电导率图。 场晶体管模型沟道电阻对漏极电流的依赖性 利用之前的实验，我们绘制了场效应晶体管模型的沟道电阻对漏极电流的依赖性。 让我们制定一个合适的测量方案（图25）。 这里一切都与前面的情况相同，只是我们将在漏极电路中包含一个线性增加的电流 I1 源。
根据.TRAN指令，电阻测量在瞬态分析模式下进行。 在这种情况下，电流源I1的电流将与时间成比例地增加，并且相应地，场效应晶体管的漏极电流也将成比例地增加。 当然，漏极电压也会改变。 我们将漏极电压施加到分压器的输入 A，并将与漏极电流成正比的 INUT 输出电压施加到输入 B。在分压器的输出处，我们得到与场效应电阻成正比的电压晶体管通道。 以伏特为单位的电压对应于以欧姆为单位的电阻，以千伏为单位的电压对应于以千欧姆为单位的电阻。 通过运行模拟任务（表 11），我们得到了曲线（图 26）——这是期望的结果。
从图中可以看出，随着场效应晶体管栅极截止电压的增加，沟道电阻明显增加，这是理所当然的。 同时，在0至-0,5V的栅极电压范围内，它实际上不依赖于漏极电压，因此在这种条件下FET沟道的行为类似于线性电阻。 场晶体管的噪声特性 在设计放大设备时，考虑元件的噪声特性非常重要，因为放大后需要获得良好的信噪比。 众所周知，有源元件是噪声的主要贡献者。 如果在第一级安装噪声最小的有源器件，则放大器件的噪声将会很小。 场效应晶体管通常用于这些目的。 场效应晶体管的固有噪声可以有条件地分为热噪声、过量噪声和散粒噪声。 热噪声是由电荷载流子的无序运动引起的，从而产生电流和电压波动。 在 FET 的中等工作频率下，该噪声源是主要噪声源。 过量噪声（或 1/f 噪声）在低频区域占主导地位，其强度大约与频率成反比增加。 这种噪声的来源是材料的电特性及其表面状态的任意局部变化。 它很大程度上取决于技术的完善和原材料的质量，但原则上不能完全消除。 对于具有控制 p-n 结的现代场效应晶体管，过量噪声仅在低于 100 Hz 的频率下超过热噪声，对于 MOS 晶体管来说，过量噪声更为强烈，并且从低于 1 ... 5 MHz 的频率开始明显显现出来。 散粒噪声是由栅极漏电流产生的。 对于场效应晶体管来说，它相对较小，因此通常不予考虑，但是，在高频下，当栅极电容开始发挥重要作用时，它就会很明显。 我们举一个例子来比较带控制pn结的场效应管型号：日本J2N3824和国产KP312A的噪声特性。 在测量电路（图 27）中，晶体管连接到公共源并在电阻为 1 kOhm 的负载上运行。
利用 .AC 和 .NOISE 指令的功能，我们将构建一个建模任务（表 12），借助该任务，我们将计算输出噪声电压 Su out (f)、V2 / Hz 的频谱密度。
从图表（图 28）可以看出，晶体管的噪声特性很接近，因此，从这个角度来看，KP312A 晶体管是 J2N3824 的完全替代品。
计算内部噪声水平时，输出变量的名称具有标准形式：
在 Probe 程序中，内部噪声的电压和电流谱密度的平方根显示为 V(INOISE)、I(INOISE)、V(ONOISE)。 为了在同一个图表上绘制两条曲线，最简单的方法是通过简单地复制缓冲区并替换每个部分中感兴趣的模型的名称，将两个任务一个接一个地放入建模任务中。 BSIT 的输出伏安特性 MOSFET 具有接近理想开关的特性，因此得到广泛应用。 然而，在现代功率转换装置中，对开关的要求非常严格。 它们必须在高频率、高电流下运行并且经济。 MOSFET 的主要缺点是允许的漏源电压相对较低。 此外，开路晶体管的电阻与该电压的平方成比例增加。 在大功率高压场效应晶体管的最佳实例中，额定电流下的饱和电压分别达到几伏，它们消耗更多的功率。 在这方面，双极晶体管明显优于现场晶体管。 当然，将这些器件的特性结合到一个封装中的想法就出现了。 于是，一种MOS控制的双极型晶体管诞生了，称为IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor——绝缘栅双极型晶体管）。 国内文献中称之为BSIT——双极静电感应晶体管。 从结构上看，LSIT 是一个双极晶体管，由低压 MOSFET 控制（图 29）。 结果是一种结合了场效应晶体管和双极晶体管优点的器件。 LSIT 实际上没有输入电流，它们在频率高达 20...50 kHz 时具有出色的动态特性。 它们的损耗与电流成正比，而不是像场效应晶体管那样与电流的平方成正比。 LSIT 集电极上的最大电压仅受技术故障的限制。
如今，BSIT 的额定电压为 2000 V 或更高。 在额定电流下，其饱和电压不超过 2 ... 3 V。见表。 图13显示了一些常见BLIT晶体管的电气特性，为了进行比较，最后一行显示了功能强大的BUZ384场效应晶体管的参数。
让我们构建双极静态感应晶体管 APT30GT60 和强大的场效应晶体管 BUZ384 模型的一系列输出特性： 上图。 图30、31显示了测量方案，并且在表中。 14、15给出了建模任务的文本。 晶体管的栅极电压是构成 CVC 系列的一个参数。 它在 4,5 至 6 V 的范围内以 0,5 V 的增量变化，集电极（以及相应的漏极）上的电压在 0 至 50 V 的范围内。
结果，我们获得了APT30GT60 LSIT模型（图32）和BUZ384场效应晶体管模型（图33）的输出特性。
图表显示，这些模型真正反映了真实器件的特性，并证明了当两种器件都在开关模式下工作时，LSIT 相对于场效应晶体管的优越性。 因此，在电流为 10 A 时，APT30GT60 LSIT 的饱和电压约为 2,4 V，BUZ384 场效应晶体管的饱和电压为 5,6 V。在开路状态下，这些值分别相差约 2,3 倍。电流为 10 A 时，APT30GT60 晶体管的功耗将减少 2,3 倍。 BSIT 的开关特性 通常，双极静态感应晶体管用于在开关模式下工作。 让我们检查一下（图 34）它如何与感性负载一起工作。
我们将对输入应用具有陡峭前沿和温和衰减的梯形脉冲。 表中给出了建模任务。 16、结果如图35所示。 XNUMX.
所得图表再次证实，在电感负载上工作的晶体管应选择具有电压裕度的晶体管。 创建组件的微波模型 电子元件的 PSpice 模型可分为静态和动态、低频和高频、小信号和大信号。 这种分类使得组织一系列分层模型成为可能，这些模型的计算成本不同，并允许在建模过程中从一个模型过渡到另一个模型。 显然，本系列中最准确、最通用的是大信号的动态高频模型。 大信号的动态模型由非线性方程描述，并且需要增加计算时间。 在 PSpice 中，此类模型主要用于计算 DC 模式和分析瞬态。 小信号的模型要简单得多。 它们由线性方程描述。 通常，当应用小增量信号时，当设备的 CVC 在工作点附近可以被认为是线性时，它们会用于计算。 在 PSpice 中，此类模型用于频域计算，以及计算小信号直流电的灵敏度和传递函数。 内置无源和有源元件的 PSpice 模型 - 动态大信号模型。 它们对于不太高的频率有效。 然而，无线电爱好者早已掌握了微波范围，因此学习如何创建在较高频率下“运行”的分立元件模型（大信号的高频动态模型）是非常合乎逻辑的。 频率高于 100 MHz 的计算需要考虑各种寄生效应（引线电感、引线间电容等）。 对于小阻值的分立电阻器，首先需要考虑引线的电感。 在第一级近似中，可以通过公式 Lv \u2d 4h[ In (0,75h/d) -1] 计算，其中 h 和 d 分别为引线长度和直径，单位为 cm，Lv 为引线电感，单位为nH。 通常，在计算中，假设引线的线性电感大约等于 200 nH/mm。 在高于 10 MHz 的频率下，引线的感抗超过 36 欧姆，如果电阻器的标称电阻较小，则该感抗可能会很大。 对于高阻值电阻器，其参数受端子间电容St的影响较大。分立电阻器的完整高频模型如图XNUMX所示。 XNUMX. 混合电路的薄膜电阻和高频集成电路的扩散电阻必须考虑寄生电容。 如果扩散电阻通过 p-n 结隔离，则这是隔离结的非线性电容。 在这种情况下，在高温下，可能还需要考虑过渡的反向电流。 最后，在某些情况下，如果在某些时刻它可以打开，还应该考虑过渡的整流特性。 严格来说，在高频下，电阻器的行为类似于分布式 RC 线路。 然而，不建议使用长线路的多段模型。 非常好-集中U形模型（图37、38）。 这里C是绝缘体的总电容。 它分为两个半电容电容。 二极管D1和D2相同。 它们各自的面积等于绝缘pn结面积的一半。 P——底物的输出。
在分立电容器的高频模型中，应考虑损耗电阻 r 和引线电感 Le，并且在某些情况下，当电容器用于计时电路时，还应考虑漏电阻 Ry（图 39）。在电路中，电容器通常是通过反向偏置的p-n结来实现的。 对它们进行建模时，您应该使用二极管模型。 在分立电感的高频模型中，需要考虑绕组的有源电阻r和匝间电容C（图40）。
内置晶体管模型通常在 30 ... 100 MHz 频率下有效。 上图。 图41示出了双极晶体管的非线性高频模型的等效电路。 这里C1-C3、R1-R3是晶体管端子之间的等效电容和漏电阻。 仅当晶体管制造在外壳中时才包括这些元件。 LE0、LC0、LB0 - 分别为发射极、集电极和基极输出的等效电感。 它们是使用上述计算分立电阻器输出电感的公式来计算的。
在几百兆赫的频率下，至少必须始终考虑电感 LE0，因为在高电流下，晶体管的发射极电阻大约相同甚至更低。 LE 和 LB 构成纳亨单位，是将发射极和基极连接到外部引线的内部导体的电感。 CCE 和 CCB - 发射极和基极接触垫与集电极接触点之间的内部电容。 这种考虑高频效应的等效电路被设计为宏观模型，并用来代替传统的元件模型。 相信熟悉5年《广播》第8-2000期《仿真程序的Pspice模型》一文的读者，自己写出此类部件的宏观模型的文本并不困难。 在表中。 作为示例，图 17 显示了 CEL 微波晶体管 NE68135 的宏观模型，其有效频率高达约 5 GHz。
文学
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