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无线电电子与电气工程百科全书 单线圈感应金属探测器。 无线电电子电气工程百科全书
所提出的感应式金属探测器是通用的。 其传感器设计简单，可制造直径为0,1 ... 1 m，被检测物体的尺寸以及金属探测器检测到这些物体的距离大约与直径成比例地发生变化。 对于直径为180mm的标准传感器，检测深度为：
该设备配备了一个简单的鉴别器，如果搜索不感兴趣的话，可以过滤掉来自小铁物体的信号。 结构方案 框图如图所示。 14.它由几个功能块组成。
石英振荡器是矩形脉冲源，随后形成进入传感器线圈的信号。 使用触发器上的环形计数器将振荡器信号除以频率 4。 根据环形电路，计数器被设计成可以在其输出处生成两个信号F1和F2，两个信号F90和FXNUMX相对于彼此相位偏移XNUMX°，这是构建鉴别器电路所必需的。 矩形信号（曲折）被馈送到第一个积分器的输入，其输出是分段线性锯齿电压。 第二个积分器从“锯”中产生信号，该信号的形状非常接近正弦信号，并且由抛物线形状的半波组成。 该稳定的幅度信号被馈送到功率放大器，功率放大器是加载在传感器线圈上的电压电流转换器。 传感器电压的幅度不再稳定，因为它取决于从金属物体反射的信号。 这种不稳定性的绝对值很小。 为了增加它，即突出有用信号，补偿电路从传感器线圈上的电压中减去第二积分器的输出电压。 这里，故意省略了功率放大器、补偿电路和传感器线圈的接通方法的构造的许多细节，使得该描述更容易理解设备的操作原理，尽管不完全正确。 详细信息请参见电路图的说明。 有用信号从补偿电路馈送到接收放大器，在接收放大器中被电压放大。 同步探测器将有用信号转换为缓慢变化的电压，其值和极性取决于反射信号相对于传感器线圈电压信号的相移。 换句话说，同步检测器的输出信号只不过是有用反射信号的矢量在参考信号F1和F2的基波谐波的矢量基础上的正交展开的分量。 一部分无用信号由于其不完善而没有被补偿电路补偿，不可避免地会渗透到接收放大器中。 在同步检波器的输出端，这部分信号被转换为直流分量。 高通滤波器 (HPF) 会滤除无用的恒定分量，仅通过和放大与传感器相对于金属物体的运动相关的信号变化分量。 鉴别器生成一个控制信号，仅在滤波器输出处使用特定的信号极性组合来启动声音信号整形器，从而消除来自小铁物体、铁锈和某些矿物质的声音指示 示意图 作者开发的感应金属探测器原理图如图15-输入部分，图16。 17 - 同步检测器和滤波器，图。 18 - 鉴别器和声音信号整形器，图。 图XNUMX是外部连接图。 晶振 （图15） 晶体振荡器组装在D1.1-D1.3反相器上。 振荡器频率由谐振频率为 215 Hz - 32 kHz 的石英或压电陶瓷谐振器 Q（“时钟石英”）稳定。 R1C2电路防止发电机在高次谐波下励磁。 通过电阻R2，OOS电路闭合，通过谐振器Q，POS电路闭合。 该发生器的特点是简单、电流消耗低、在3 ... 15 V电源电压下可靠运行，不含调谐元件和过高电阻。 发生器的输出频率约为32 kHz。
环形计数器 （图15） 环形计数器有两个功能。 首先，它将振荡器频率除以 4，最高可达此类设备的 8 kHz 典型频率。 其次，它为同步检测器生成两个参考信号，相位彼此偏移 90°。 环形计数器由两个 D 触发器 D2.1 和 D2.2 组成，闭合在一个环中，信号沿着环反转。两个触发器的时钟信号是共用的。 第一触发器D2.1的任何输出信号相对于第二触发器D90的任何输出信号具有正负四分之一周期(即2.2°)的相移。 集成商 （图15） 积分器是在 OS D3.1 和 D3.2 上制作的。 它们的时间常数由电路R3C6和R5C9决定。 DC 模式由电阻器 R4、R6 支持。 隔离电容器 C5、C8 可防止静态误差的积累，静态误差可能会使积分器由于其高 DC 增益而脱离该模式。 选择积分器电路中包含的元件的额定值，以便两个积分器在 8 kHz 工作频率下的总相移恰好为 180°，同时考虑到主 RC 电路并考虑到分离的影响电路和运算放大器的最终速度与选定的校正。 积分器运算放大器的校正电路是标准的，由 33 pF 电容器组成。 放大器 （图15） 功率放大器组装在具有并联电压反馈的 D4.2 运算放大器上。 由电阻器 R72、R78 和热敏电阻器 R73 组成的热补偿电流设置元件（见图 18）连接在第二积分器的输出端和运算放大器 D4.2 的反相输入端之间。 放大器负载也是OOS的一个元件，是一个由传感器线圈L1和电容器C61组成的振荡电路。 在图15中的电阻器和电容器的编号中。 图18-XNUMX省略了一些位置，表明I与感应金属探测器的电路的大量修改相关联，这不是错误。 振荡电路被调谐到主振荡器石英谐振器频率的四分之一的谐振，即到施加到它的信号的频率。 振荡电路在谐振频率处的阻抗模量约为4 kOhm。 传感器线圈L1的参数如下：匝数为100，导线品牌为PEL、PEV、PELSHO 0,2…0,5，平均直径和绕线芯轴直径为165mm。 线圈有一个铝箔屏蔽连接到仪器的公共总线。 为了防止形成短路匝，线圈绕组圆周的一小部分（约 1 厘米）与屏蔽无关。 选择传感器元件R72、R73、R78、L1、C61使得：首先，它们的值等于功率放大器的输入和输出处的电压。 为此，电路R72、R73、R78的电阻必须等于振荡电路L1、C61在8kHz或更确切地说8192Hz谐振频率下的阻抗模量。 如前所述，该电阻模块约为 4 kOhm，并且必须针对特定传感器指定其值。 其次，R71-R73电路的电阻温度系数（TCR）在大小和符号上必须与谐振频率处振荡电路L1、C61的阻抗模块的TCR匹配，这可以通过以下方式实现：粗略地 - 通过选择热敏电阻 R73 的值，准确地说是通过选择 R72-R78 的比率，并在调谐时通过实验获得的。 振荡电路的温度不稳定性首先与线圈铜线的欧姆电阻的不稳定性相关。 随着温度的升高，该电阻增加，从而增加电路中的损耗并降低其品质因数。 因此，其在谐振频率下的阻抗模量减小。 电阻器 R18 在电路中不起基本作用，其作用是在 X4.2 连接器的对应部分被禁用时将 D1 运算放大器维持在该模式。 D4.2 运算放大器校正电路是标准的，由 33 pF 电容器组成。 补偿方案 （图15） 实现从传感器线圈电压中减去第二积分器的输出电压的补偿电路的主要元件是具有相同阻值的电阻器R15、R17。 从它们的公共连接点，有用信号被馈送到接收放大器。 实现手动调节和装置调整的附加元件是电位计 R74、R75（图 18）。 从这些电位计中，可以从传感器的电压信号（或第二个积分器的输出信号，其幅度几乎与其相等）中获取 [-1, +1] 范围内的信号。 通过调节这些电位器，可以实现接收放大器输入端的最小信号和同步检波器输出端的零信号。 通过电阻R16，一个电位器的部分输出信号直接混入补偿电路，并使用元件R11-R14、C14-C16-与另一个电位器的输出偏移90°。 运放D4.1是补偿电路高次谐波补偿器的基础。 它实现了一个具有反相功能的双积分器，其时间常数由积分器共用的并联电压反馈电路 R7C12 以及电容器 C16 及其周围的所有电阻器设置。 频率为 8 kHz 的曲折信号从元件 D1.5 的输出提供到双积分器的输入。 通过电阻器 R8、R10，主谐波被从曲折中减去。 这些电阻器的总电阻约为 10 kOhm，是在设置运算放大器 D4.1 输出端的最小信号时通过实验选择的。 保留在双积分器输出端的高次谐波以与穿透主积分器的高次谐波相同的幅度进入补偿电路。 相位关系使得在接收放大器的输入处，来自这两个源的高次谐波实际上得到补偿。 功率放大器的输出不是高次谐波的额外来源，因为振荡电路的高品质因数（约 30）提供了对高次谐波的高度抑制。 在第一个近似值中，高次谐波不会影响设备的正常运行，即使它们比有用的反射信号大很多倍。 然而，必须减少它们，以便接收放大器在“鸡尾酒”顶部时不会陷入削波模式。 由于运算放大器电源电压的有限值，从其输出端的高次谐波开始，它们开始被切断。 放大器向非线性模式的这种转变急剧降低了有用信号的增益。 由于输出 co- | 的非零值，元件 D1.4 和 D1.5 可防止通过电阻器 R7 形成寄生 PIC 环。 触发输出电阻D2.1。 尝试将电阻器R7直接连接到触发器会导致补偿电路在低频下自激。 D4.2 运算放大器校正电路是标准配置，由一个 33 pF 电容器组成。 接收放大器 （图15） 接收放大器是两级的。 其第一级由具有并联电压反馈的 D5.1 运算放大器构成。 有用的信号增益为：Ku = - R19/R17 = -5。 第二级联是在具有串行电压反馈的 D5.2 运算放大器上进行的。 增益系数Ku = R21/R22 + 1 = 6。选择分离电路的时间常数，使得在工作频率下由它们产生的相移补偿由于运算放大器的有限速度而产生的信号延迟。 运算放大器校正电路 D5.1 和 D5.2 是标准电路，由 33 pF 电容器组成。
同步探测器 （图16） 同步检波器具有相同的类型和相同的电路，因此仅考虑其中的一个，即电路中最上面的一个。 同步检波器由平衡调制器、积分电路和恒定信号放大器（CCA）组成。 平衡调制器是在场效应晶体管上模拟开关D6.1的集成组件的基础上实现的。 模拟开关的频率为 8 kHz，交替将积分电路“三角形”（由电阻器 R23 和 R24 以及电容器 C23 组成）的输出闭合至公共总线。 参考频率信号从环形计数器输出之一馈送到平衡调制器。 该信号是模拟开关的控制信号。 到达积分电路“三角形”输入端的信号通过去耦电容器C21从接收放大器的输出端馈送。 积分电路的时间常数t = -R23*C23 = R24*C23。 有关同步检测器方案的更多详细信息可以在第 2.1 节中找到。 XNUMX. OA UPS D7 有一个标准校正电路，由 OA 型号 K33UD140 的容量为 1408 pF 的电容器组成。 在使用K140UD12型运算放大器（带内部校正）的情况下，不需要校正电容器，但需要额外的电流设置电阻器R68（如虚线所示）。 过滤器 （图16） 这些滤波器具有相同的类型和相同的电路，因此仅考虑其中的一个，即电路中最上面的一个。 如上所述，过滤器的类型是指HPF。 另外，电路中还赋予它进一步放大同步检波器整流后的信号的作用。 当在金属探测器中实施这种过滤器时，会出现一个特定的问题。 其本质如下。 同步检波器输出的有用信号相对较慢，因此 HPF 的下限截止频率通常在 2...10 Hz 范围内。 信号幅度的动态范围非常大，在滤波器输入端可达60 dB。 这意味着滤波器经常以非线性峰峰值模式运行。 线性高通滤波器在经历如此大幅度的过载后，退出非线性模式可能需要数十秒（以及打开电源后设备的准备时间），这使得最简单的滤波器电路不适合实践。 为了解决这个问题，他们使出了各种招数。 最常见的是，滤波器被分为三级或四级，增益相对较小，并且时序链在各级上的分布或多或少均匀。 该解决方案可加快设备在过载后的输出至正常模式的速度。 然而其实现需要大量的操作系统。 在所提出的方案中，HPF 是单级的。 为了减少过载的后果，它被制成非线性的。 大信号的时间常数比低幅度信号的时间常数小约 60 倍。 从原理上讲，HPF 是 D9.1 运算放大器上的电压放大器，通过 D10 运算放大器上的积分器由 OOS 电路覆盖。 对于小信号，HPF 的频率和时间特性由电阻器 R45、R47 的分压器、积分器 R43 C35 的时间常数以及运算放大器 D9.1 上的电压放大器的增益决定。 随着HPF输出电压在一定阈值后增加，VD1-VD4二极管链的影响开始起作用，这是非线性的主要来源。 指定电路在大信号上分流电阻器 R45，从而增加 HPF 中 OOS 的深度并减小 HPF 的时间常数。 有用信号增益约为200。为了抑制高频干扰，滤波电路有电容C31。 电压放大器运放 D9.1 具有由 33 pF 电容器组成的标准校正电路。 D10 积分器的运算放大器具有由 K33UD140 型运算放大器的 1408 pF 电容器组成的校正电路。 当使用K140UD12型运放（带内部校正）时，不需要校正电容，但需要额外的电流设置电阻R70（如虚线所示）。
鉴别器 （图17） 鉴别器由运算放大器 D12.1、D12.2 上的比较器和触发器 D13.1、D13.2 上的单振荡器组成。 当金属探测器传感器经过金属物体时，滤波器输出端会出现有用的信号，其形式为两个极性相反的电压半波，每个输出端同时出现一个接一个的信号。 对于小铁物体，两个滤波器输出端的信号将同相：输出电压将首先“摆动”到负值，然后变为正值，最后返回到零。 对于非铁磁金属和大型铁质物体，响应会有所不同：只有第一个（根据滤波电路的上部）的输出电压会先“摆动”到负值，然后变为正值。 第二个滤波器输出端的反应将相反：输出电压将首先“摆动”为正，然后变为负。 比较器的输出脉冲在触发器 D13.1、D13.2 上运行单个振动器之一。 单个振动器不能同时启动 - 如果另一个振动器已经在运行，则通过二极管 VD9、VD11 的交叉反馈会阻止一个振动器的启动。 单个振动器输出处的脉冲持续时间约为 0,5 秒，这比传感器快速移动时有用信号的两次突发的持续时间长几倍。 因此，滤波器输出信号的第二个半波不再影响鉴别器的判决——根据有用信号的第一个突发，它触发单个振动器中的一个，而另一个被阻止，这种状态是固定时间为0,5秒。 为了排除比较器的操作受到干扰，以及延迟第一滤波器的输出信号相对于第二滤波器的输出信号，在比较器的输入处安装积分电路R49、C41和R50、C42。 由于电路R49、C41的时间常数大数倍，因此，当滤波器输出的两个负半波同时到来时，比较器D12.2首先工作，单振子开始工作。 D13.2 触发器，发出控制信号（“ferro”- 铁）。 声音信号调节器 （图17） 音频信号整形器由施密特触发器上的两个相同的受控音频发生器组成，在输入 D14.1、D14.2 处具有 AND 逻辑。 每个发生器均由相应鉴别器单个振动器的输出信号直接启动。 上部振荡器由上部单个振动器（非铁磁目标或大型铁物体）输出的“金属”命令触发，并产生频率约为 2 kHz 的突发音调。 下部振荡器由下部单个振动器（小铁物体）输出的“ferro”命令触发，并产生频率约为 500 Hz 的音调消息。 消息的持续时间等于单个振动器输出处的脉冲的持续时间。 元件 D14.3 混合两个音调发生器的信号。 根据逆变器电路连接的元件D14.4被设计用于实现用于接通压电发射器的桥式电路。 电阻器 R63 限制由压电阻抗的电容性质引起的 D14 微电路消耗的电流突发。 这是一种预防措施，旨在减少电源干扰的影响并防止放大路径可能出现的自激。 外部连接图 （图18）
外部连接图显示了未安装在设备印刷电路板上并使用电气连接器连接的元件。 这些要素包括：
列出的元素的目的基本上是显而易见的，不需要额外的解释。 零件类型和设计 表中给出了所用微电路的类型。 四。 表 5. 使用的微电路类型
可以使用K561系列微电路代替K1561系列微电路。 您可以尝试使用K176系列的一些芯片。 K157系列的双运放（运放）可以用任何类似参数的单个通用运放替代（引脚排列和校正电路有相应变化），尽管双运放的使用更方便（安装密度增加）。 希望所使用的操作系统类型在速度方面不低于推荐类型。 对于 D3-D5 微电路尤其如此。 同步检波器和高通滤波器积分器的运算放大器在参数方面应接近精密运算放大器。 除表中所示类型外，K140UD14、140UD14 也适用。 在相应的开关电路中可以使用微功耗运放K140UD12、140UD12、KR140UD1208。 金属探测器电路中使用的电阻没有特殊要求。 它们只需设计坚固、微型且易于安装即可。 为了获得最大的热稳定性，传感器电路、积分器和补偿电路中只能使用金属膜电阻器。 额定功耗为 0,125 ... 0,25 W。 热敏电阻 R73 必须具有负 TKS 且值约为 4,7 kOhm。 KMT推荐型号为17W。 补偿电位器R74、R75宜选用多圈式SP5-44或带游标调节式SP5-35。 您可以使用任何类型的传统电位器。 在这种情况下，建议使用其中两个。 一 - 用于粗调，标称值为 10 kOhm，按照图表包含在内。 另一种用于微调，根据变阻器电路连接到主电位器最极端之一的间隙中，标称值为0,5 ... 1 kOhm。 电容器C45、C49、C51 是电解电容器。 推荐型号——K50-29、K50-35、K53-1、K53-4等小型。 除传感器振荡电路的电容器外，其余电容器为陶瓷型 K10-7（标称值高达 68 nF）和金属膜型 K73-17（值高于 68 nF）。 电路电容C61是特殊的。 在精度和热稳定性方面对其提出了很高的要求。 电容器 C61 由多个（5 ... 10 个）电容器并联组成。 通过选择电容器的数量及其额定值来将电路调谐到谐振状态。 推荐的电容器类型为K10-43。 它们的热稳定性组是 MPO（即 TKE 大约为零）。 可以使用精密电容器和其他类型，例如K71-7。 最后，您可以尝试使用带有银衬层 KSO 的旧耐热云母电容器或任何聚苯乙烯电容器。 二极管VD1-VD12为KD521、KD522或类似的低功率硅二极管。 使用KD1型集成桥式二极管组件作为二极管VD4-VD5和VD8-VD906也是方便的。 二极管组件的结论（+）和（-）焊接在一起，结论（~）它包含在电路中而不是四个二极管。 KD13、KD14、KD226型及其他小型电流243A的保护二极管VD247-VD1。 微安表 - 任何类型，电流为 50 μA，刻度中间为零 (-50 μA ... 0 ... + 50 μA)。 小型微安表比较方便，例如 M4247 型。 石英谐振器 Q - 任何小型手表石英（类似的也用于便携式电子游戏）。 操作方式切换-任何类型的小型旋转饼干或凸轮5档6方向。 3R12 型电池（根据国际名称）或“方形”电池（根据我们的电池）。 压电发射器 Y1 - 可为ЗП1-ЗП18 型。 使用进口电话的压电发射器可以获得良好的结果（它们在带有来电显示的电话的制造中被大量“浪费”）。 连接器 Х1-ХЗ - 标准，用于焊接在印刷电路板上，引脚间距为 2,5 mm。 目前这种连接器广泛应用于电视机和其他家用电器中。 X4 连接器必须采用外部设计，具有金属外部部件，最好具有镀银或镀金触点以及密封的电缆出口。 推荐型号为 PC7 或 PC10，带螺纹或卡口连接。 印刷电路板 该设备的设计可以是非常任意的。 设计时，应考虑下面有关传感器和外壳设计的段落中概述的建议。 该装置电路图元件的主要部分位于印刷电路板上。
金属探测器电子部分的印刷电路板可以在现成的通用面包板印刷电路板的基础上制作，用于间距为2,5毫米的微电路的DIP封装。 在这种情况下，使用绝缘的单芯镀锡铜线进行安装。 这种设计方便实验工作。 对于给定电路，通过以传统方式进行走线布线，可以获得更准确、更可靠的 PCB 设计。 由于其复杂性，在这种情况下，印刷电路板必须双面金属化。 作者使用的打印轨道拓扑如图19所示。 20-从安装零件的一侧看印刷电路板的一侧并在图130中示出。 144——从焊接面看印刷电路板的一面。 拓扑图并非实际尺寸。 为了方便制作光罩，作者给出了沿图片外框的印刷电路板尺寸——XNUMXxXNUMX（mm）。 印刷电路板特点：
印刷电路板上的导体密度不太高，这使得在家中进行蚀刻绘图成为可能。 为此，建议使用细玻璃绘图笔或配有塑料管的锯断注射器针头。
用于蚀刻由玻璃纤维制成的带铜箔 35 ... 50 微米的标准印刷电路板的常用试剂是氯化铁 FeCl 的水溶液3。 还有其他方法可以在家制作印刷电路板。 各部件在印刷电路板上的位置如图所示。 图 21（微电路、连接器、二极管和石英谐振器）、图 22（电阻器和跳线）和图 23（电容器）。
设置设备 建议按以下顺序设置设备。 1、根据电路图检查安装是否正确。 确保相邻 PCB 导体、相邻微电路腿等之间没有短路。 2. 连接电池或双极电源，严格遵守极性。 打开设备并测量消耗的电流。 每个电源轨上的电流应约为 40 mA。 测量值与指示值的急剧偏差表明微电路安装不正确或发生故障。 3. 确保发生器的输出处有频率约为 32 kHz 的纯曲流。 4. 确保触发器 D2 的输出端存在频率约为 8 kHz 的曲折。 5. 确保第一个积分器的输出端存在锯齿电压，第二个积分器的输出端存在恒定分量为零的几乎正弦电压。 注意力！ 设备的进一步调整必须在金属探测器传感器线圈附近没有大型金属物体的情况下进行，包括测量仪器！ 否则，如果移动这些物体或传感器相对于它们移动，设备就会失调，如果传感器附近有大的金属物体，则无法进行调谐。 6. 确保功率放大器在其输出端存在正弦电压、频率为 8 kHz、零常数分量（连接传感器）的情况下工作。 7. 通过选择振荡电路的电容器数量及其额定值，将传感器的振荡电路调整为谐振。 调谐粗略地由电路电压的最大幅度控制，准确地由功率放大器的输入和输出电压之间的 180° 相移控制。 8. 将传感器的电阻元件（电阻R71-R73）更换为固定电阻。 选择其值，使功率放大器的输入和输出电压幅度相等。 9. 确保接收放大器工作正常，检查其运放的模式和信号流。 10. 确保高次谐波补偿电路工作正常。 调节电位器R74、R75，使接收放大器输出端的基波信号达到最小。 通过选择附加电阻器R8，可以实现接收放大器输出端的高次谐波最小化。 在这种情况下，基波谐波就会出现一些不平衡。 通过设置电位器 R74、R75 来消除它，并通过选择电阻器 R8 再次实现高次谐波最小化，如此反复多次。 11. 确保同步探测器正常工作。 通过正确配置的传感器和正确配置的补偿电路，同步检测器的输出电压在电位计滑块R74、R75的大约中间位置处设置为零。 如果没有发生这种情况（在没有安装错误的情况下），则需要对传感器电路进行微调并更准确地选择其电阻元件。 传感器正确最终调整的标准是电位计滑块R74、R75 中间位置的设备平衡（即在同步检测器的输出处设置零）。 调整时应确保接近平衡状态时，只有器件W74对电位器R1手柄的移动有反应，只有器件W75对电位器R2手柄的移动有反应。 如果其中一个电位器的手柄在接近平衡状态时的移动同时反映在两个设备上，那么您应该忍受这种情况（每次转动设备时平衡设备会有些困难） on），或者更准确地选择电容器 C14 的值。 12. 确保过滤器正常工作。 其输出端电压的恒定分量不应超过 100 mV。 如果不是这种情况，则应更换电容器C35、C37（即使在薄膜型K73-17中也有漏电阻有缺陷的单元 - 数十兆欧）。 可能还需要更换 OU D10 和 D11。 确保滤波器响应有用的信号，可以通过小幅度转动 R74、R75 旋钮来模拟该信号。 使用指针装置W1和W2可以方便地直接观察滤波器的输出信号。 确保滤波器的输出电压在暴露于大幅度信号后（不迟于几秒钟）返回到零。 事实证明，不利的电磁环境可能会导致设备调整变得困难。 在这种情况下，当设备配置在开关位置 S1“模式 1”和 w“模式 2”时，微安表的箭头将产生混乱或周期性振荡。 所描述的不良现象可以通过 50 Hz 网络的高次谐波对传感器线圈的干扰来解释。 在距离电线相当远的地方，当设备调谐时，箭头不应波动。 在积分器 OA 自激的情况下也可以观察到类似的现象。 13. 确保鉴别器和声音信号发生电路工作正常。 14. 对传感器进行热补偿。 为此，您首先需要使用电阻器而不是电阻传感器元件来设置和平衡金属探测器。 然后将传感器放在散热器上稍微加热或放入冰箱中冷却。 注意当传感器温度发生变化时，“金属”R74 电位器滑块的位置将达到平衡。 测量临时安装在传感器中的电阻器的电阻，并将其替换为带有热敏电阻和额定值的电阻器的电路 R72、R73、R78，使得所示电路的总电阻等于被替换的恒定电阻器的电阻。 将传感器在室温下放置至少半小时，然后改变温度重复实验。 比较结果。 如果R74滑块刻度上的平衡点向一侧偏移，则说明传感器补偿不足，需要加大热敏电阻的影响，减弱电阻R72的分流作用，增大其阻值，降低附加电阻R71的阻值（保持整个链条的阻值恒定）。 如果这两个实验的平衡点朝不同方向偏移，则说明传感器过补偿，需要通过增大电阻R72的分流作用来减弱热敏电阻的影响，从而减小其阻值，增大热敏电阻的阻值。附加电阻R71的阻值（保持整个链条的阻值恒定）。 对电阻R71和R72的选择进行了多次实验，需要保证调谐平衡装置在温度变化40℃（从室温冷却到室温）时不失去平衡能力。冰箱冰柜）。 如果金属检测机电路的各个组件的行为出现故障和偏差，您应该按照普遍接受的方法采取行动：
作者：Shchedrin A.I.
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