1.IP的特点

ION和欠压保护电路。 当电源达到阈值 5.5..7.0 V（典型值 6.4V）时，电路开启。 直到此时，内部控制总线禁止发电机和电路逻辑部分的操作。 电源电压+15V（输出晶体管禁用）时的空载电流不超过10 mA。 ION +5V（+4.75..+5.25 V，输出稳定性不低于+/- 25mV）提供高达10 mA的流动电流。 ION 只能使用 NPN 射极跟随器升压（参见 TI 第 19-20 页），但此类“稳定器”输出端的电压将在很大程度上取决于负载电流。

发电机 对于 TL5 Texas Instruments，在定时电容器 Ct（引脚 0）上生成 3.0..+494V（幅度由 ION 设置）的锯齿波电压；对于 TL0 Motorola，在定时电容器 Ct（引脚 2.8）上生成 494...+1.0V 的锯齿波电压（我们能从其他厂商那里得到什么？） ，分别对于TI F = 1.1/(RtCt)，对于摩托罗拉F=XNUMX/(RtCt)。

可接受的工作频率为 1 至 300 kHz，建议范围 Rt = 1...500 kOhm，Ct = 470pF...10 μF。 在这种情况下，典型的频率温度漂移（当然，不考虑附加组件的漂移）为+/-3%，并且取决于电源电压的频率漂移在整个允许范围内在0.1%以内。

要远程关闭发生器，可以使用外部按键将输入 Rt (6) 短路至 ION 的输出，或将 Ct 短路至接地。 当然，选择Rt、Ct时必须考虑开路开关的漏电阻。

休息阶段控制输入（占空比） 通过其余相位比较器设置电路臂中脉冲之间所需的最小暂停。 这对于防止 IC 外部功率级中的直通电流以及触发器的稳定运行都是必要的 - TL494 数字部分的开关时间为 200 ns。 当 Ct 上的锯齿超过控制输入 4 (DT) 上的电压时，输出信号启用。 在零控制电压下时钟频率高达 150 kHz 时，剩余相位 = 周期的 3%（等效控制信号偏移 100..120 mV），在高频下，内置校正将剩余相位扩展至 200..300 mV。 XNUMX 纳秒。

使用DT输入电路，可以设置固定静止相位（RR分频器）、软启动模式（RC）、远程关机（按键），也可以使用DT作为线性控制输入。 输入电路采用 PNP 晶体管组装，因此输入电流（高达 1.0 μA）从 IC 流出而不是流入 IC。 电流很大，因此应避免使用高阻值电阻（不超过100 kOhm）。 有关使用 TL23 (3) 430 引线齐纳二极管的浪涌保护示例，请参阅 TI 第 431 页。

误差放大器 - 事实上，运算放大器在恒定电压下 Ku = 70..95 dB（早期系列为 60 dB），在 1 kHz 下 Ku = 350。 输入电路使用 PNP 晶体管组装，因此输入电流（高达 1.0 μA）从 IC 流出而不是流入 IC。 运放的电流很大，偏置电压也很高（最高10mV），因此控制电路中应避免使用高阻值电阻（不超过100kOhm）。 但由于使用了 pnp 输入，输入电压范围为 -0.3V 至 Vsupply-2V。

两个放大器的输出通过二极管 OR 组合。 输出电压较高的放大器控制逻辑。 在这种情况下，输出信号不能单独获得，而只能来自二极管 OR 的输出（也是误差比较器的输入）。 因此，在线路模式下只能循环一台放大器。 该放大器在输出电压处闭合主线性反馈环路。 在这种情况下，第二个放大器可以用作比较器——例如，当超过输出电流时，或者用作逻辑报警信号（过热、短路等）、远程关机等的按键。比较器输入连接到 ION，并在第二个 OR 报警信号上组织逻辑信号（更好 - 逻辑 AND 正常状态信号）。

当使用 RC 频率相关操作系统时，应该记住放大器的输出实际上是单端的（串行二极管！），因此对电容充电（向上）将对其充电，向下充电 - 这将需要很长时间放电。 该输出端的电压在 0..+3.5V 范围内（略大于发生器的幅度），然后电压系数急剧下降，在输出端约 4.5V 时放大器饱和。 同样，放大器的输出电路（OS 环路）中应避免使用低阻值电阻。

放大器并非设计为在工作频率的一个时钟周期内工作。 由于放大器内部的信号传播延迟为 400 ns，它们对此来说太慢，并且触发控制逻辑不允许这样做（输出端会出现侧脉冲）。 在实际的PN电路中，OS电路的截止频率选择在200-10000Hz的量级上。

触发和输出控制逻辑 - 电源电压至少为 7V，如果发生器上的锯齿波电压大于控制输入 DT 上的电压， и 如果锯切电压大于任何误差放大器（考虑到内置阈值和偏移），则电路输出被启用。 当发生器从最大值重置为零时，输出被禁用。 具有顺相输出的触发器将频率分成两半。 当输入 0 为逻辑 13（输出模式）时，触发相位通过 OR 组合并同时提供给两个输出；当逻辑为 1 时，它们分别同相提供给每个输出。

输出晶体管 - npn 达林顿管具有内置热保护（但无电流保护）。 因此，集电极（通常靠近正极总线）和发射极（负载处）之间的最小电压降为 1.5 V（典型值在 200 mA 时），在具有共发射极的电路中，电压降稍好一些，为 1.1 V 典型。 最大输出电流（500个开路晶体管）限制为1mA，整个芯片的最大功率为XNUMXW。

2、应用特点

处理 MIS 晶体管的栅极。 输出中继器

当在电容负载（通常为 MIS 晶体管的栅极）上工作时，TL494 输出晶体管由射极跟随器打开。 当平均电流限制在200mA时，电路能够快速对栅极充电，但在晶体管关闭的情况下不可能对其进行放电。 使用接地电阻对栅极放电的速度也慢得令人不满意。 毕竟，栅极电容两端的电压呈指数下降，要关闭晶体管，栅极必须从 10V 放电至不超过 3V。 通过电阻器的放电电流将始终小于通过晶体管的充电电流（并且电阻器会发热相当多，并在向上移动时窃取开关电流）。

选项 A. 通过外部 pnp 晶体管进行放电电路（借自 Shikhman 网站 - 参见“Jensen 放大器电源”）。 当栅极充电时，流过二极管的电流使外部pnp晶体管截止，当IC输出关闭时，二极管截止，晶体管导通并将栅极放电到地。 负号 - 仅适用于小负载能力（受 IC ​​输出晶体管的电流储备限制）。

当使用TL598（带有推挽输出）时，下位肩部的功能已经硬连线到芯片上。 选项 A 在这种情况下不起作用。

选项 B. 独立互补中继器。 由于主电流负载由外部晶体管处理，因此负载的容量（充电电流）实际上是无限的。 晶体管和二极管 - 任何具有低饱和电压和 Ck 的 HF，以及足够的电流储备（每脉冲 1A 或更多）。 例如KT644+646、KT972+973。 中继器的“地”必须直接焊接在电源开关的源极旁边。 中继器晶体管的集电极必须用陶瓷电容旁路（图中未显示）。

选择哪种电路主要取决于负载的性质（栅极电容或开关电荷）、工作频率和脉冲边沿的时间要求。 它们（前端）应尽可能快，因为在 MIS 交换机的瞬态过程中，大部分热损失都会消散。 我建议您查阅国际整流器合集中的出版物，以对问题进行完整分析，但我将仅限于举一个例子。

强大的晶体管 - IRFI1010N - 具有参考总栅极电荷 Qg=130nC。 这是一个不小的壮举，因为晶体管具有异常大的沟道面积，以确保极低的沟道电阻（12 mOhm）。 这些是 12V 转换器所需的关键，其中每一毫欧都很重要。 为了确保沟道打开，必须向栅极提供相对于地的Vg=+6V，而总栅极电荷为Qg(Vg)=60nC。 为了使充电至10V的栅极可靠地放电，需要溶解Qg(Vg)=90nC。

在时钟频率为 100 kHz、总占空比为 80% 时，每个臂以 4 μs 打开 - 6 μs 关闭模式运行。 我们假设每个脉冲前沿的持续时间不应超过开路状态的 3%，即tf=120 纳秒。 否则，按键上的热损失会急剧增加。 因此，可接受的最小平均充电电流 Ig+ = 60 nC/120 ns = 0.5A，放电电流 Ig- = 90 nC/120 ns = 0.75A。 这还没有考虑栅极电容的非线性行为！

将所需电流与 TL494 的限制电流进行比较，很明显，其内置晶体管将在限制电流下工作，并且很可能无法应对栅极的及时充电，因此选择了互补的追随者。 在较低的工作频率或较小的开关栅极电容下，也可以选择带有火花间隙的选项。

2. 电流保护、软启动、占空比限制的实现

通常，在充当电流传感器时，需要在负载电路中串联电阻。 但他会在转换器的输出端窃取宝贵的伏特和瓦特，并且他只会控制负载电路，而无法检测初级电路中的短路。 解决方案是在初级电路中使用感应电流传感器。

传感器本身（电流互感器）是一个微型环形线圈（其内径除了传感器绕组外，还必须自由穿过主电源变压器初级绕组的导线）。 通过环面，我们穿过变压器初级绕组的电线（但不是电源的“地”线！）。 我们根据光耦合器工作电流（约 3-10 mA，压降为 10-2V）将检测器的上升时间常数设置为时钟频率的 10-1.2 个周期，下降时间常数为 1.6 倍。 ）。

右图是TL494的两种典型方案。 Rdt1-Rdt2 分频器设置最大占空比（最小休息阶段）。 例如，输出 1 处的 Rdt4.7=2 kOhm、Rdt47=4 kOhm 时，恒定电压为 Udt=450mV，对应于 18..22% 的静止阶段（取决于 IC 系列和工作频率）。

当电源接通时，Css放电，DT输入端电位为Vref（+5V）。 Css 通过 Rss（又名 Rdt2）充电，平滑地将电位 DT 降低至分压器限制的下限。 这是“软启动”。 当 Css = 47 μF 和所示电阻器时，电路输出在接通后 0.1 秒内打开，并在另外 0.3-0.5 秒内达到工作占空比。

电路中，除了Rdt1、Rdt2、Css外，还有两个漏电——光耦的漏电流（高温时不高于10μA，常温下约0.1-1μA）和IC的基极电流输入晶体管从 DT 输入流出。 为了确保这些电流不会显着影响分压器的精度，选择 Rdt2=Rss 不高于 5 kOhm，Rdt1 - 不高于 100 kOhm。

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