准谐振电压转换器。方案、说明

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这篇文章介绍了一种非常有前途的电压转换器——准谐振。所述器件提供了极高的转换效率，允许调节和稳定输出电压，并在负载功率变化的情况下稳定运行。

在现代网络电源-各种设备中，晶体管电压转换器被广泛使用。它们相对于变压器块的优势是众所周知的——在相同的输出功率下，尺寸更小，铜耗更低，这足以弥补它们的复杂性，特别是在大规模生产中。

转换的工作频率越高，其经济性能越高。然而，随着晶体管开关频率的增加，开关损耗也增加，相应地，转换器的效率降低。

任何转换器的开关损耗值主要由两个因素决定：直通电流的存在以及大集电极电流下强大开关晶体管的显着闭合时间。通常，它们的打开时间要少七到十倍，并且不会显着影响效率。

当开关桥式和半桥式转换器中的晶体管时会产生直通电流。当转换器的一个臂的晶体管已经打开，而另一个臂还没有时间关闭时，它就会流动。

为了消除这种现象，切换过程分为两个阶段。首先，其中一个臂中的晶体管闭合，然后，3 ... 5 μs（大功率晶体管的典型闭合时间）后，另一个臂中的晶体管打开。该方法适用于外部激励的转换器，但不适用于自激振荡的转换器。长期在高集电极电流下闭合，导致此时闭合晶体管上释放出无用功率，其平均值由下式表示：

P=Im*Um*F*tclose/6，

其中 Im 是晶体管闭合开始时的集电极电流；
Um——合闸后集电极上的电压；
F是转换器的工作频率；
tclose - 晶体管关闭时间。

有多种方案可以让您加快结账过程，但它们需要额外的能源成本并减少结账时间，最多不超过护照的两倍，并且通常只能帮助保持在这个值。

除了开关损耗之外，开路晶体管上的电压降还会产生功率损耗，但它们仅取决于晶体管的选择，并且在网络转换器中不超过转换功率的 0,5...1%。

现有的各种电压变换器，无论是外励磁式还是自发电式，都可以根据切换时集电极电流和电压的性质有条件地分为几种类型。第一个也是最常见的是脉冲，其特征是晶体管关闭时的最大集电极电流以及之后的最大集电极电压。

在这种转换器中，开关损耗的两个分量都会起作用，因此，在 15 ... 25 kHz 的工作频率下，它们占转换功率的 8 ... 15%。尽管如此，脉冲转换器仍然是最常见的，因为它易于实现且控制输出电压具有灵活性，这使得将电压转换与其稳定性结合起来成为可能。

第二种类型是谐振转换器。一个简化的例子是带有变压器反馈和自动偏置电路的传统 LC 振荡器。集电极电路的电抗元件经过计算，使得在晶体管闭合之前，其集电极电流几乎减小到零，或者在闭合之后，集电极电压立即非常小。与脉冲转换器相比，这可以将开关晶体管的总损耗降低至转换功率的 1 ... 2%，并降低无线电干扰水平。

然而，谐振转换器仅在自动发电机模式下可靠地工作，它们不允许调节输出电压以及负载电阻与计算值的显着偏差。一般来说，在转换器稳定器系统中，它们在效率方面输给脉冲系统，因为它们需要单独的稳定器。

第三种类型很有趣，但不值得广泛传播——准谐振，它在很大程度上摆脱了前两种类型的缺点。创建这种转换器的想法并不新鲜，但在功能强大的高压晶体管出现后，实际实现相对最近才变得可行，这些晶体管允许在约 1,5 V 的饱和电压下产生大量集电极脉冲电流。

此类电源的主要特点和主要优点是电压转换器的高效率，在不考虑次级电路整流器损耗的情况下达到 97 ... 98%，这些损耗主要由负载决定当前的。

在某些情况下，高效率通常不需要为强大的转换器晶体管使用散热器，这使得可以显着减小设备的尺寸，更不用说其他经济优势了。

传统的脉冲转换器在开关晶体管闭合时，流过它们的电流达到最大，而准谐振转换器的不同之处在于，在晶体管闭合时，它们的集电极电流接近于零。此外，关闭时电流的减小是由装置的电抗元件提供的。

它与谐振式的不同之处在于，转换频率不是由集电极负载的谐振频率决定的。因此，可以通过改变转换频率来调节输出电压并实现该电压的稳定。

让我们使用图 1 所示的简化图更详细地解释半桥准谐振转换器的工作原理。 1a. 稳态运行中特征点的电流和电压图如图 XNUMX 所示。 XNUMXb. 为简单起见，我们假设晶体管的开关时间无穷小；正如实践所示，这种简化不会影响图表的可靠性。

准谐振电压转换器
Ris.1

我们还假设元素参数的值满足关系：LT>>L1 和 Fpt

从此时开始考虑，当晶体管VT1打开并通过它以及通过电感器L1和变压器T1的初级绕组时，电容器C1开始充电。此时，电容C2和负载Rn上的电压小于电压(Upit-Uc1)n-UD，其中Uc1是电容C1上的电压； n为变压器T1的变压比； UD——整流二极管VD1（或VD2）两端的直流压降。此时，二极管VD1开路，电容器C2的充电电流流过它。

充电时，电容器C2并联变压器T1的次级绕组，因此电容器C1的充电速率由其自身的电容和电感L1的低电感决定，而不取决于变压器T2的初级绕组的电感。变压器。由于电容器充电时，初级绕组上的电压下降，而电容器C1上的电压上升，则在t时刻，二极管VD1截止，空载变压器T1的初级绕组上的大电感参与充电。电容器C1的电路。在这种情况下，流过开路晶体管VT1的电流突然减小到初级绕组中的电流值，此时该电流值仍然微不足道，因为Lt>>LXNUMX。

因此，从时刻t1到晶体管开关时刻t2，集电极电流的增加由空载变压器的初级绕组的电感决定，该电感选择得相当大。事实上，切换时电路的状态对应于空闲模式。在实际电路中，扼流圈L1的作用可以通过变压器的漏感来发挥。

关闭晶体管VT1并打开VT2后，电容器C1放电。流经电感器和变压器绕组I的电流以相反方向流动，但过程遵循相同的规律。上述模式存在的必要条件是，二极管闭合后，通过负载电阻放电时，电容器C2上的电压下降率必须小于变压器初级绕组上的电压下降率。在相同的时间内，整流二极管保持关闭状态，直到下一个开关晶体管。

为了确保最小的功率损耗，在任何允许的集电极工作电流下，开路晶体管上的正向压降必须最小。然而，为了保持最大电流

该晶体管的整个半周期的基极在能量上是不利的，并且没有必要这样做。保证基极电流与集电极电流成正比就足够了；这种控制称为比例电流。

块的整体效率，%.......92
输出电压，V，负载电阻为 8 Ohm.......18
转换器的工作频率，kHz ....... 20
最大输出功率，W.......55
工作频率下输出电压纹波的最大幅值，V ....... 1,5

由于电抗元件在晶体管闭合时将集电极电流减小到最小值，因此基极电流也将最小，因此晶体管的闭合时间被减小到打开时间的值。从而彻底解决了开关过程中出现的直通电流问题。

换句话说，准谐振模式与比例电流控制的结合使用使得几乎完全消除开关损耗成为可能。

下面描述了具有准谐振转换器和电流比例控制的主电源的两个实用选项。这些模块的制造不会给无线电爱好者带来很大的困难，并且可以让您评估转换器的所有优点。该稳定装置已在高频频率计数器中运行两年多，未引起任何投诉。

上图。图2示出了自发电不稳定电源的示意图。

图2（点击放大）

装置中功率损耗的主要部分落在次级电路的整流二极管的发热上，并且转换器本身的效率使得晶体管不需要散热器。每个器件的功率损耗不超过 0,4 W。也不需要针对任何参数专门选择晶体管。当输出关闭或超过最大输出功率时，发电中断，防止晶体管过热和击穿。

该滤波器由电容器 C1-C3 和电感器 L1L2 组成，旨在保护电源免受转换器的高频干扰。振荡器的启动由R4C6电路和电容器C5提供。振荡是由于变压器T1的正反馈作用而产生的，其频率由该变压器初级绕组的电感和电阻器R3的电阻决定（随着电阻的增加，频率增加）。

变压器T1的绕组IV设计用于晶体管的比例电流控制。不难看出，强大的隔离变压器T2与开关晶体管（变压器T1）的控制电路是分开的，这样可以明显减弱变压器T2的寄生电容和电感对基极电流形成的影响。晶体管。转换器启动时，二极管VD5和VD6限制电容器C7两端的电压，同时电容器C8充电至工作电压。

设置器件时，必须确保转换器在准谐振模式下工作。为此，将一个电阻为 7 ... 1 欧姆、功率为 3 W 的临时电阻器与电容器 C2 串联，并将来自该电阻器的信号施加到示波器的输入端，形状为在最大负载时，可以在屏幕上观察到两个晶体管的集电极电流脉冲。

这些应该是时间上不重叠的双极交替钟形脉冲。如果它们重叠，则需要通过退绕 3 ... 10% 的匝数来减小电感器 L15 的电感，或者通过选择电阻器 R3 来减小转换器的生成频率。请注意，并非所有示波器都允许在未与电源电隔离的电路中进行测量。

电感L1L2和变压器T1缠绕在同一个12NM铁氧体制成的环形磁芯K8x3x2000上。电感器绕组采用 PELSHO 0,25 线“以两根线”同时进行；匝数为 20。变压器 T1 的绕组 I 包含 200 匝 PEV-2 0.1 电线，散装、均匀地缠绕在整个环上。绕组 II 和 III 采用“两根线”缠绕 - 4 匝 PELSHO 0,25 线；绕组IV是同一根导线的线圈。

对于T2变压器，使用由28NN铁氧体制成的K16x9x3000环形磁芯。绕组 I 包含 130 匝 PELSHO 0,25 线，逐匝敷设。绕组 II 和 III - 各 25 匝 PELSHO 0,56 线；缠绕 - “用两根线”，均匀地绕在环上。扼流圈 L3 包含 20 匝 PELSHO 0,25 线，缠绕在两个由 12NM 铁氧体制成的折叠在一起的环形磁芯 K8x3x2000 上。

二极管VD7、VD8必须安装在散热片上，每个散热片的散热面积至少为2cm2。

额定输出电压，V .... 5
最大输出电流，A .... 2
最大脉动幅度，mV.......50
当负载电流从 0,5 A 变化到 2 A，电源电压从 190 V 变化到 250 V 时，输出电压变化，mV，不再变化....... 150
最大转换频率，kHz .... 20

所述设备设计为与模拟调节器结合使用以适应各种电压值，因此无需在设备的输出处进行深度纹波抑制。在这种情况下，例如在下面描述的方框中，可以通过使用常用的 LC 滤波器将纹波降低到所需的水平。

基于准谐振变换器的稳压电源方案如图3所示。 XNUMX、通过适当改变变换器的工作频率来稳定输出电压。

Ris.3

与上一个块一样，大功率晶体管 VT1 和 VT2 不需要散热器。这些晶体管的对称控制是使用组装在 DD1 芯片上的单独主脉冲发生器来实现的。

触发器DD1.1在实际发电机中工作。脉冲具有由 R7C12 电路设置的恒定持续时间。该周期由包含光耦合器 U1 的 OS 电路改变，从而使模块输出端的电压保持恒定。最小周期设置链R8C13。

触发器DD1.2将这些脉冲的重复频率除以二，方波电压从直接输出提供给晶体管电流放大器VT4VT5。此外，电流放大的控制脉冲对R2C7电路进行微分，然后，其持续时间已经缩短到大约1μs，它们通过变压器T1进入转换器的晶体管VT1、VT2的基极电路。

这些短脉冲仅用于开关晶体管 - 关闭其中一个并打开另一个。由控制脉冲打开的晶体管的基极电流支持通过变压器T1的绕组IV的正电流反馈的作用。电阻器R2还用于抑制在由变压器T1的初级绕组、电感器L3和电容器C8形成的电路中的次级电路的整流二极管闭合的时刻发生的寄生振荡。这些寄生振荡会导致晶体管 VT1、VT2 的开关失控。

所描述的转换器控制版本允许您保持晶体管的比例电流控制，同时调整其开关频率以稳定输出电压。此外，励磁发生器的主要功率仅在大功率晶体管切换时消耗，因此考虑到齐纳二极管VD3的电流，其消耗的平均电流很小——不超过5mA。这使得它可以通过猝灭电阻器 R1 从初级电路供电。

晶体管VT3用作控制信号电压放大器，就像补偿稳定器一样。该模块的输出电压稳定系数与该晶体管的静态电流传输系数成正比。

晶体管光电耦合器 U1 的使用为次级电路与电源提供了可靠的电流隔离，并在主振荡器控制输入处提供了高抗噪性。晶体管VT1、VT2下次导通后，电容器C10开始充电，晶体管VT3基极电压开始升高，集电极电流也增大。结果，光耦合器晶体管打开，使主振荡器电容器C13保持在放电状态。

整流二极管VD8、VD9截止后，电容器C10开始向负载放电，两端电压下降。晶体管 VT3 闭合，电容器 C13 开始通过电阻器 R8 充电。一旦电容器充电至触发器 DD1.1 的开关电压，其直接输出就会建立高电压电平。此时，晶体管VT1、VT2发生下一次开关，并且电容器C13通过打开的光耦晶体管放电。下一个对电容C10充电的过程开始，1.1...3μs后触发器DD4由于电路R7C12的时间常数小而再次回到零状态，之后重复整个控制周期，无论哪个晶体管 VT1 或 VT2 在当前半周期内打开。

当源打开时，在初始时刻，当电容C10完全放电时，没有电流通过光耦LED，产生频率最大，由R8C13电路的主时间常数决定（时间常数R7C12电路的数量少了几倍）。根据图中所示这些元件的额定值，该频率约为 40 kHz，用 DD1.2 触发器分频后，该频率将为 20 kHz。

将电容器C10充电至工作电压后，元件VD10、VT3、U1上的OS稳定环路开始工作，之后转换频率将取决于输入电压和负载电流。电容器 C10 上的电压波动使滤波器 L4C9 变得平滑。

扼流圈 L1L2 和 L3 与前一个块中的相同。变压器T1由两个12NM铁氧体K8x3x2000环形磁芯折叠在一起制成。初级绕组均匀地散装缠绕在整个环上，包含 320 匝 PEV-2 0,08 电线。绕组 II 和 III 包含 40 匝 PELSHO 0,15 电线；它们被“绕成两根线”。绕组 IV 由 8 匝 PELSHO 0,25 线组成。

变压器T2采用28NN铁氧体制成的K16x9x3000环形磁路。缠绕 1-120 圈 PELSHO 0,15 电线，II 和 III - 6 圈 PELSHO 0,56 电线，“绕成两根电线”。

可以使用适当直径的PEV-2电线代替PELSHO电线，但同时在绕组之间必须铺设两层或三层漆布。

电感器 L4 包含 25 匝 PEV-2 0,56 线，缠绕在由 12NN6 铁氧体制成的 K4,5x100x1 环形磁路上。任何电感为 30 ... 60 μH、饱和电流至少为 3 A、工作频率为 20 kHz 的现成扼流圈也适用。

所有固定电阻均为 MLT。电阻器 R4 - 微调器，任何类型。电容器C1-C4、C8-K73-17、C5、C6、C9、C10-K50-24，其余-KM-6。 KS212K齐纳二极管可以用KS212Zh或KS512A代替。二极管VD8、VD9必须安装在散热面积至少为20cm2的散热器上。

为了建立该单元，需要在电阻器R1上并联一个阻值为1 kΩ、功率为0,25-1 W的临时电阻器，并且在不连接负载的情况下，施加幅度为15 ... 20 V 连接至设备输入端，5 V 恒定电压连接至正确极性的输出端。按照图示将电阻R4的滑块拨至下方位置。

示波器的Y输入端连接到晶体管VT2的集电极和发射极。在屏幕上，应该可以看到占空比为 2（“曲折”）、幅度为 14 ... 19 V、频率为 20 kHz 的矩形脉冲。如果当电阻R4的滑块向上移动时，频率降低，然后振荡失速，则说明稳定单元工作正常。

通过电阻 R4 将频率设置在 3 ... 5 kHz 范围内，关闭输入和输出电源，移除临时电阻。等效负载连接到该块的输出，输入连接到网络，输出电压由电阻器 R4 设置。

如果使用肖特基二极管代替 KD213A 二极管（例如 KD2997 系列中的任何一个），则可以提高两个模块的效率。在这种情况下，不需要二极管的散热器。

参考文献：

自动化中的电子技术。埃德。于一科涅夫。问题。 17. - M.：无线电和通信，1986 年。
Afonin L. N.、Bocharnikov M. Ya.、Gribachov A. P. 等人，无变压器输入次级电源电路中的强大高压开关晶体管。 - 电子技术，系列。 2. 半导体器件，1982 年，第 3 期 (154)。

作者：E.Konovalov

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