改进无线电接收机的技术特性。方案、说明

提高无线电接收机的技术特性。无线电电子电气工程百科全书

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使用 VHF 石英滤波器、肖特基二极管和大功率射频晶体管，可以显着改善接收器参数，例如线性度和图像选择性。描述了改进无线电接收器的八种方法，包括选择高中频、使用单独的 AGC 和增益、使用推挽式频率转换器、使用具有肖特基二极管的双平衡频率转换器的级，以及 AGC 跨接收器级的最佳分布。

尽管收音机是在电子技术出现之初就开始开发的，但仍有进一步改进它们的方法。米波长晶体滤波器、pin 二极管和大功率高频晶体管等新元件使得摆脱一些既定概念，开发失真更小、图像选择性更好、线性度高的接收器成为可能。

在 2-30 MHz 范围内可以实现特别明显的好处，但是，许多建议的方法适用于在其他频率下工作的接收器。

设计接收器的第一步是绘制框图，在该框图上注明每个块的预期噪声系数和损耗（损耗也是额外噪声的来源）。这使得计算整个接收机的噪声系数成为可能。例如，在图 1 所示的接收器框图中。 8，噪声系数，由噪声和损耗求和确定，为 XNUMX dB。

米。 1. 接收器框图可让您确定各个级的增益以及接收器的噪声系数（点击放大）

整个接收器的噪声系数是通过将各个阶段的噪声系数、增益和损耗（以分贝计）相加来确定的。为了获得宽动态范围，增益必须尽可能低以补偿损失。

每个阶段都需要在动态范围和噪声系数方面进行优化。如果 RF 和 IF 级的增益具有补偿损耗所需的最小值，则可以获得最大动态范围。从框图中可以看出，输入电路和 AGC 衰减器中的 0,5 dB 损耗、频率转换器中的 6,5 dB 和 IF 滤波器中的 4,5 dB 由 RF 放大器中约 11 dB 的增益补偿。需要注意的是，第二个变频器对过载最敏感，因为晶体滤波器的最小带宽为±3,5 kHz，因此，在这个阶段，较高的电压集中在窄频带中。

选择框图的主要参数后，开发人员可以进行各个级联的设计。正是在这个阶段，才能实现新组件的好处。考虑改进接收器的方法序列。

1.为了在图像通道上获得更好的选择性，中频必须高于接收频率范围

过去，在双转换或三转换接收器中，两个或三个中频中的每一个都分别低于接收频带的频率，并且接收器选择性主要由工作在最低中频（通常为 455 kHz）的电路决定. 这是因为当时可用的组件只能在低中频提供所需的选择性。然而，在较低的第一中频处，衰减图像通道噪声的问题变得更加困难。作用在输入端的噪声频率，在转换器之后，施加了本地振荡器电压，可以落入 IF 的通带。在 1 MHz 的中频情况下，镜像通道干扰的衰减虽然在最低接收频率 (80 MHz) 时为 2 dB，但在 30 MHz 时下降到 30 dB。例如，在接收频率为30MHz的信号的情况下，镜像通道上的干扰频率为32MHz，接近接收信号的频率，无法被输入滤波器充分衰减。同时，在2MHz频率接收时，4MHz的干扰频率是输入频率的XNUMX倍，对图像通道提供了良好的选择性。为了衰减频率接近接收频率的图像通道上的干扰，开发人员试图在预选器中使用跟踪带通滤波器，这增加了接收器的成本。

本地振荡器必须在宽度等于输入信号频率范围的范围内进行调谐。因此，在 2-30 MHz 范围内的接收机中，本振覆盖率应为 1:15。这种重叠率可能需要复杂的机械布置来准确匹配输入和本地振荡器电路设置。在中频级联中使用目前可用的米波范围（30 - 120 MHz）的石英滤波器，可以解决上述问题。通过选择高于工作范围频率的中频，可以在 2-30 MHz 范围的接收机中使用截止频率为例如 31 MHz 的椭圆低通滤波器。在这种情况下，工作范围以上频率的干扰衰减了 80 dB，并且图像通道上的选择性不依赖于接收信号的频率。同一个滤波器将提供本地振荡器辐射的衰减，这使您可以将多个接收器放置在彼此之间的近距离。例如，当中频为 40 MHz 时，本振应覆盖 42-70 MHz 范围（在 2-30 MHz 范围的接收机中）；因此，重叠率小于 1:2。这极大地简化了本振的设计，并降低了本振的谐波与变频器中输入信号的相互作用导致形成干扰落入接收机带宽的可能性。

2. AGC 和放大使用单独的级以减少失真。

过去，真空管用于放大和 AGC。但是，由于灯特性的非线性，在施加 AGC 电压时会发生互调失真。使用双极和场效应晶体管时也是如此。如果放大和 AGC 在不同的阶段进行，则可以为它们中的每一个提供最佳模式。因此，例如，对于 AGC，您可以在 pin 二极管上使用衰减器。连接在输入低通滤波器和射频放大器之间，如图1所示。二极管衰减器必须具有恒定的输入和输出阻抗，否则负载阻抗的任何变化都会改变滤波器的特性，驱动放大器的源阻抗的变化也会改变其中的噪声和失真。图上。图2显示了衰减器，它是一个传统的pin二极管上的双T桥。这种衰减器的输入和输出阻抗保持不变。为此，使用了差分放大器，它在衰减器的输出中提供适当的电流重新分配（集电极电流的总和必须保持不变）。

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米。 2. 连接在双 T 桥电路中的五个 pin 二极管充当衰减器。为了保持输入和输出阻抗恒定，晶体管的集电极电流之和必须保持恒定。

3. 在具有深度反馈的强大晶体管上使用推挽式射频放大器以减少失真

在大多数较旧的接收器中，只有少数电子管被认为足够线性以用于 A 类模式输入放大器。设计人员利用这些电子管的特性来实现低互调失真。目前正在生产大功率线性高频晶体管，该晶体管工作在具有强电流和电压反馈的高直流模式（在实践中很少使用），可以提供比灯更好的线性度。图上。图3显示了这种放大器的示意图，该放大器组装在分米波范围的强大线性晶体管上。

米。 3（点击放大）。在两个强大的高频晶体管上，您可以组装一个具有良好线性度的放大器。为了使放大器线性化，使用了反馈，该反馈由不带分流电容器的发射极电阻、集电极-基极电阻和集电极-基极变压器产生。曲线说明了非线性的降低。

推挽放大器相对于单端放大器将二阶非线性产品衰减 40 dB。增益取决于反馈的深度和图 3 的变体。 11 等于 40 分贝。反馈的引入将增益降低了 6,8 dB，同时扩大了动态范围。该放大器使用三种反馈：电流反馈由一个 330 欧姆的发射极电阻提供，无需旁路电容；一个 50 欧姆电阻连接在集电极和基极之间，没有分流电容提供电压反馈。由于这些反馈会改变输入和输出阻抗，因此还引入了变压器反馈，因此输出和输入阻抗等于 1,2 欧姆。与此同时，a.s.v.s. 放大器在 100 kHz 到几乎 200 MHz 的频率范围内不超过 3。这种新型射频放大器的优点最好用图 27 所示的特性来说明。 20. 输入功率为 -12 dBm（两个正弦信号，每个幅度为 1 mV），增益为 2 dB。在这样的输入信号下，单周期级联的二阶互调产物（f65±f1）电平不超过-2 dB，三阶互调产物（f2±100f105）电平不超过-22 dB。在推挽放大器中，二阶非线性乘积进一步降低到-XNUMX dB。三阶非线性乘积电平在 +XNUMX dBm 输入功率下达到所需的输出电平。

4、肖特基二极管双平衡变频器的应用

推挽式转换器相对于单周期转换器的优势是众所周知的（高灵敏度、低失真），但高成本阻碍了它们的广泛分布。目前，热载流子上的低噪声转换二极管（肖特基二极管）以可承受的价格生产。需要注意的是，目前也正在生产基于场效应晶体管的双平衡转换器。这种转换器对三阶非线性产物有很好的抑制作用，但由于场效应晶体管的匹配性差，二阶非线性产物的衰减比肖特基二极管差20-30 dB。此外，FET 将信号限制在低于肖特基二极管的电平。

肖特基二极管混频器的主要优点是与传统的硅或锗二极管相比，它们允许更好的匹配。这种混频器可以在来自本地振荡器的更高电压下工作。肖特基二极管噪声缺少阻止硅二极管在低频下使用的 1/f2 分量。为了优化变频器的特性，电路如图 4 所示。 64、a和b。有时转换器包含多达 16 个二极管（每个部分 1 个）。根据图4的框图，应用中的第二个转换器。 XNUMX 处理比第一个更大的信号，因此它应该具有更宽的动态范围。在根据图的方案的转换器中。 XNUMX，这是通过包括串联电阻和使用推挽电路来实现的。

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米。 4. 通过在推挽式变频器中包含与二极管电桥串联的电阻器，您可以将动态范围保持在高信号电平 (a)。下部电路中的变压器用于抑制寄生信号。

应该注意的是，串联电阻将混频器损耗从 6,5 增加到 8 dB。在根据图的方案的转换器中。如图4b所示，混合变压器用于抑制边信道干扰。

5、采用低损耗石英滤光片，在第一中频（米波）级联中获得高选择性，有效衰减图像通道中的干扰。

直到最近，大规模生产具有高选择性和低插入损耗的石英滤波器是不可能的。图上。图 5a 显示了现代石英滤波器的典型频率响应。由于第一和第二中频之间的镜像通道干扰的衰减是由滤波器频率响应的斜率决定的，因此镜像通道的选择性可以高达80 dB。一个这样的滤波器的价格最近是 400 美元，现在批量生产已经降到了 50 美元。由于转换器的非线性，老式机械滤波器（带有磁致伸缩转换器）引入了很强的互调失真。在现代机械滤波器中，压电换能器用于减少非线性。如果输入变压器的铁磁芯在低信号电平下饱和，石英滤波器中也会出现类似的影响。为了减少非线性，您可以应用图 5 的方案。 1 乙。测试是用两个幅度为 50 V 的信号施加到 80 ohm 滤波器输入上进行的；而杂散信号的电平不应超过-XNUMX dB。

米。 5（点击放大）。使用晶体滤波器，您可以在频率响应中实现低损耗和陡峭边缘（为了清晰起见，相对于中频，较低的曲线被拉伸）。图中所示的电路使用调谐到相同工作频率的相同类型的滤波器。

6. 双变频，配合不可调低通滤波器，可以在不改变频率响应斜率的情况下调整带宽。

使用窄带通滤波器获得中频的矩形频率响应一直是一个严重的问题。新的双反相输入频谱方案可以应用低通滤波器，而中频频率响应的斜率与带宽无关。低通滤波器的另一个优点是建立时间是带通滤波器的一半。在脉冲信号的情况下，这消除了滤波器中不需要的波动。该方法的本质如图所示（图 6）。

米。 6（点击放大）。 IF 接收器的带宽取决于工作在第二中频的两个本地振荡器之间的频率偏移。输入信号在 52-64 kHz 范围内进行了两次频率转换，64 kHz 的陡峭滤波器形成了 IF 频率响应的前沿。

接收器的选择性主要由第二个中频 525 kHz 的路径决定。第二中频的带宽，以及整个接收机的带宽，可以设置在 150 Hz-12 kHz 之间。在这种情况下，带宽的选择不是通过更换滤波器来进行的，而是通过调整两个本地振荡器之间的频移来进行的。最大带宽为 ±525 kHz (6-510 kHz) 的 531 kHz 信号最初以 467 kHz LO 进入变频器，从而产生跨越 52 (525-6-467) 至 64 kHz (525+ 6-467)。产生的信号被馈送到一个低通石英滤波器，其频率响应在 64 kHz 处有一个急剧滚降（这种滚降形成了 IF 频率响应的边缘之一）。具有固定截止频率的指定滤波器仅调整一次。然后将带宽为 52-64 kHz 的信号频谱再次传输到 525 kHz 的中心频率，并再次以 583 kHz 的本地振荡器频率馈送到转换器。在这种情况下，信号返回到 52-64 kHz 的范围，但具有反转的频谱（以前位于 64 kHz 带宽边界的频谱分量现在低于该边界 12 kHz）。截止频率为 64 kHz 的滤波器可抑制第一次转换期间处于 52 kHz 边界的信号分量。以这种方式获得的信号，经过高选择性过滤，再次在频谱上传输到 525 kHz 的频率并被检测。

需要注意的是，中频的频率响应边缘保持不变，通过调整两个本振之间的频移来降低带宽。因此，例如，带宽为 2 kHz 时，本地振荡器被调谐到 462 kHz (525 + 1-64) 和 588 (525-1 + 64) 的频率。由于频带边缘是由低通滤波器形成的，因此即使在 150 Hz 的带宽下，频率响应也接近于矩形。所描述的方法确保了相位响应或群延迟特性相对于中心频率的对称性。中频中常用的晶体或机械滤波器是具有非线性相位响应的切比雪夫滤波器。同时，贝塞尔类型的低通滤波器可以提供所需的线性度。

7. 在降低接收机动态范围的因素中，有必要考虑本振的噪声边带

由于称为阻塞的效应，LO 频谱的噪声边带会显着降低接收器的动态范围。 LO 噪声会干扰与接收信号频率接近的强输入信号，从而导致 IF 通带中的噪声干扰有用信号，从而降低信噪比。信号电平远低于 3dB 压缩阈值（另一个动态范围参数）时，可能会出现严重的阻塞失真。 3 dB 压缩阈值对应于明显的交叉调制的出现，并且通常发生在比阻塞效应更高的信号幅度处。从图。在图 7 中，作为示例，可以看出，边带噪声频谱密度为 145 dB/Hz（从 LO 中心频率偏移 20 kHz）和 10 dB 的接收器噪声系数，则发生 3 dB 的接收器阻塞在大约 50 mV 的输入电压下，而 3 dB 压缩阈值如何对应于大约 1 V 的信号幅度。

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米。 7. 对应于 3 dB 阻塞效应的输入电压，作为由输入信号和总接收器噪声系数转换的本地振荡器边带噪声的函数。

当使用频率合成器作为本地振荡器时，还需要消除杂散信号，因为它们与噪声边带一样会降低接收器的性能。

8. 在接收器级之间适当分配 AGC 以获得最大动态范围

接收器的动态范围取决于 AGC 电压施加到射频衰减器时的最低信号电平。在天线中的信号电平达到对应于 48 dB 信噪比的值之前，AGC 应仅在 IF 中运行（图 8）。

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米。 8. AGC 电路增加了信噪比（两条曲线之间的垂直差）。为了获得较宽的动态范围，只有在信噪比达到 48 dB 时才应激活 AGC 输入衰减器。

之后，AGC 衰减器应开始工作，以保护第二个转换器免受过载。如果AGC衰减器开始在较小的信号下工作，那么不仅信噪比会下降，而且AGC的稳定性可能会变差。 AGC 电路必须作为闭环系统进行仔细分析，例如，使用奈奎斯特全息图，以优化其参数。

文学

改善无线电接收器设计的八种方法，第 87 页。 91-XNUMX

出版：N. Bolshakov, rf.atnn.ru

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