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无线电电子与电气工程百科全书 1296 MHz 非常简单！ 无线电电子电气工程百科全书
本文介绍了一些简单设备，可帮助业余无线电爱好者初步开发 1296 MHz 频段。 一套类似的设备参加了“Field Day - 2002”竞赛，尽管其简单，但可以在 150 ... 200 公里的距离内进行通信。 本出版物的目的是向无线电业余爱好者表明，关于设计 1260 ... 1300 MHz 范围设备的难度的普遍观点并不完全公平。 本文面向那些像作者一样尚未忘记如何使用烙铁并且更喜欢在自己的设备上工作的人。 我想强调的是，国产设备原则上可以是非常高水平的，甚至比其他工业制造的设备还要好。 但在这种情况下，它的设计将需要相当的时间和精力。 为了加速1296 MHz频段的发展，任务是开发最简单的设备，这些设备配备良好的天线，可以在数十公里或更远的距离内工作。 制作完这里描述的最简单的转换器后，您可以接收来自在 23 cm 频段运行的业余电台的信号。如果业余无线电爱好者也有一个 432 MHz 频段发射机，那么通过向其添加一个简单的变容二极管三倍器，您可以开始进行传输。 转换器 1296/144 MHz 该转换器设计为与两米范围的接收器配合使用。 如果该接收器仅覆盖业余部分 144 ... 146 MHz，则 23 cm 范围内的重叠将仅为 2 MHz。 两米范围内的重叠越多，23厘米范围内的重叠也会越多，通常2MHz的接收频段就足够了，但同时为了选择1260所需的接收段... 1300 MHz 范围内，需要转换器精确选择本地振荡器的频率。 例如，为了使1296 MHz的频率对应于145 MHz的基站接收器的调谐频率，需要有63,944 MHz的晶体。 由于基接收器的重叠频带较大，对石英谐振器的频率要求不那么严格。 转换器原理图如图1所示。 一。
输入信号通过带状线L1和调谐电容器C1形成的缩短的半波谐振器进行滤波。 输入电路的这种实现允许使用 KPK-MP 类型的电容器，该电容器对于这些频率具有非常大的固有电感。 转换器中没有提供RF放大器，VD1二极管上的混频器是第一级。 没有 UHF 的原因是，首先，基站接收器的灵敏度通常非常高，即使在如此简单的版本中，整个系统在 1296 MHz 的灵敏度也将达到1μV。 其次，在 1 GHz 量级的频率下，为了获得高灵敏度，建议将 UHF 以单独单元的形式直接安装在天线附近。 将来可以制作这样的块。 该转换器的一个特点还在于，混频器在本地振荡器的三次谐波下工作，并且它使用广泛使用的带有 KD922A 型肖特基势垒的二极管，该二极管的限制通行频率为 1000 MHz，在 1300 MHz 时工作良好。兆赫。 混频器在三次谐波处的操作意味着用作本地振荡器的发生器的频率的最后三倍是在混频二极管VD1本身中执行的，而不通过任何电路突出相应的频率。 肖特基势垒二极管的使用至关重要。 作者的计算表明，使用传统的p-n结二极管并在三次谐波下保持高转换效率需要直接在二极管两端提供约5V的本地振荡器电压，这导致本地振荡器变得不合理的复杂化。 由于混频器工作在本地振荡器的最高谐波，因此恒定的锁定自动偏置也应用于电阻器 R1 上形成的二极管。 根据计算，在本振电压约为1V、流过KD922A二极管的电流为0,25mA时，本振三次谐波的转换效率仅比一次谐波的转换效率差2dB。本地振荡器。 二极管的工作电流由电阻器R1的选择提供。 在此设计中，当自动偏置电阻短路时，通过二极管的电流必须至少为 0,4 mA，否则转换效率将开始下降。 较大的电流值只会略微提高转换效率。 在任何情况下，都必须实现最大本地振荡器电压，并通过选择自动偏置电阻器来设置通过二极管的电流，从而提供最大灵敏度。 通常约为 0,25 mA。 转换器的本地振荡器是三级的，由VT1晶体管上的ZQ3石英稳定的主振荡器和晶体管VT2和VT1上的两个倍频器组成。 ZQ1 石英谐振器在第五次机械谐波处激发，频率为 63,5 MHz。 在乘法器中，使用双环路带通滤波器来改进滤波。 在L6C10C11C12L7滤波器中，选择主振荡器频率-127MHz的二次谐波，并且在L2C2C4CsvL5C3滤波器中分配频率127MHz-381MHz的三次谐波。 由于需要非常小的电容，因此电容器 Csv 是建设性地制造的。 频率为381MHz的本振电压提供给混频二极管VD1，本振L2C2C4与中频信号相关的最后一环起到低通滤波器的作用。 L3C6L4 电路对 IF 信号进行滤波，并将混频器与基接收器的输入进行匹配。 在主振荡器中，作者使用了63,5 MHz的特殊谐波和石英谐振器，但也可以使用传统的12,7 MHz谐振器。 然而，在这种情况下，应该记住，并非此类谐振器的所有实例都能在第五次机械谐波下稳定运行。 您还可以使用基频为 14,1 MHz 的谐振器，以三次机械谐波 - 42,3 MHz 激励它。 为此，需要增大电容器C15的电容。 在该实施例中，主振荡器的三次谐波——126,9MHz——应当被分配在第一乘法器中。 该转换器组装在 1,5 毫米厚的箔玻璃纤维板上。 其尺寸及元件排列如图所示。 2.用作公共线的板箔应覆盖大部分板子。
通过铰接方法在元件的端子上进行安装，也使用用锋利的刀切出的多个安装平台。 您还可以应用 S. Zhutyaev (RW3BP) 曾经提出的著名技术来制造安装平台。 调谐电容器的定子端子用作部件的连接点（旋转端子焊接到板箔上，以确保电容器的牢固紧固）。 不应忘记，在微波炉上，安装部件的连接线和引线的长度应尽可能短。 在这些频率下，即使 5 毫米也已经是很长的导体了。 对于混频二极管VD1的结论尤其如此，其长度应该是最小的。 焊接二极管时，需要使用散热器，最好使用低温焊料。 该转换器使用调谐电容器 KPK-MP、常数 - KD、KT 或 KM。 最好使用无引线电容器 C4，例如 K10-42。 电容器 Csv - 两根直径为 2 毫米、长度为 1 毫米的 PEV-15 电线，彼此之间的距离为 1 毫米。 建议在其中一根上套一根氟塑料管，以免短路。 使用参考电容器作为隔直电容器C5、C8、C13、C19是很方便的，这将减少所需的切割安装位置的数量，因为这些电容器的结论可以用作它们。 所有电阻器 - MLT-0,25。 三极管可替换为KT316、KT325任意字母。 输入谐振器L1的线路由6毫米宽、62毫米长的铜箔条制成。 将长 50 毫米、高 3 毫米、坡度 3 毫米的 U 形支架弯曲（见图 3 的上半部分），然后将其焊接到板上。 铜箔的厚度并不重要，只要它能为结构提供足够的机械强度即可（0,2毫米就足够了）。 在线的中心焊接有调谐电容器C1的定子端子。 电容器转子的端子焊接到“公共线”上（图3的下部）。
电感器L2-L8为无框电感，采用直径0,8mm的裸铜线绕制。 线圈L2、L5在直径为2毫米的心轴上缠绕4匝，绕组长度为7毫米。 线圈 L3、L4 - 每个 7 匝，缠绕在直径 6 毫米的心轴上，缠绕长度 - 14 毫米。 根据线圈方案，从左数第三个位置在 L4 处缩回。 线圈 L6、L7 - 每个 4,5 匝，缠绕在直径 6 毫米的心轴上，缠绕长度 - 10 毫米。 从第一圈开始在 L7 处缩回，从“热”端算起。 线圈 L1 在直径为 8 毫米的心轴上缠绕 6 匝，缠绕长度为 6 毫米。 根据第二回合的方案，从顶部开始在 L18 处分支。 转换器的输入通过适合结构原因的一小段同轴电缆连接到射频连接器。 电缆编织层必须在入口点附近焊接到电路板的公共线上（不要拆开）。 最好使用氟塑料绝缘的电缆，焊接时不会熔化。 使用“电缆”型输入连接器很方便，例如СР-50-1、CP-50-163。 如果您使用“设备”型连接器，则需要使用几条尽可能短长度的箔带，将电缆护套直接连接到连接器主体，靠近连接器绝缘体。 转换器的其余设计没有什么特点。 设置转换器归结为将电路设置为指定频率并设置通过混频二极管的工作电流。 为此，在设置阶段，需要与电阻 R1 串联，开启满偏差电流为 1 mA 的毫安表。 事实上，在本地振荡器乘法器的环路中选择期望的谐波并且主振荡器以期望的频率工作，这对于使用合适的接收器进行控制是期望的。 必须记住，当改变混频二极管的模式时，输入谐振器和最后一个本地振荡器电路由于二极管电容的变化而有些失谐。 因此，当改变二极管的自偏压电阻时，需要对电路进行调整。 作为第一阶段调谐的输入信号，作者使用了工作频率为900 MHz的GSM-960系统基站的信号，将输入谐振器调谐到镜像通道。 通过调谐电容器 C1，输入谐振器可在大约 800 ... 1500 MHz 的范围内调谐。 当使用 63,5 MHz 的石英时，当接收器调谐到（大约！）(900 x 3) - 381 = 960 MHz 的频率时，会听到 GSM-183 信号（数字传输的特征嗡嗡声）。 此外，这些信号的收听频率为 960 - (2 x 381) = 198 MHz（在本地振荡器的二次谐波处转换）。 您应该选择本地振荡器工作三次谐波处的转换（本地振荡器不同谐波处的转换效率最大值对应的设置略有不同）。 之后，只需将输入谐振器重建到工作频率（这里需要业余频段频率的信号），用电容器C6将转换器的输出电路调整到中频，并稍微细化设置L2C2C4电路。 乘法器 432/1296 MHz 一个简单的倍频器432/1296 MHz，其电路如图4所示。 430、与工作在 433 ... 1290 MHz 范围内的发射器结合使用，可以接收 1299 ... XNUMX MHz 范围内的信号。
设计中采用KT610A晶体管的基极-集电极结作为变容二极管。 还测试了KT913A晶体管，这使得获得更大的功率成为可能。 选择晶体管作为变容二极管是因为其方便的设计，使得使用串行乘法器电路成为可能。 晶体管的发射极引线不被使用，必须在靠近晶体管主体的地方被切断。 实验和理论计算表明，为了获得足够的三次谐波产生效率，需要在电路中引入所谓的“空闲电路”，调谐到输入信号的二次谐波。 该“空闲电路”在图中标记为L2C4，并在变容二极管的输入处接通。 在乘法器的输出端，使用两个耦合谐振器L3C5L4L5C6，这使得可以获得低水平的寄生辐射。 谐振器的设计（输出和空闲）与转换器中使用的设计相同。 回想一下，这种谐振器可以使用调谐电容器在 800 ... 1500 MHz 范围内调谐，因此“空闲电路”在设计上与输出相同，尽管它被调谐到输入信号的不同谐波。 在无法将“空闲电路”设置为864 MHz的情况下，可以稍微增大电容器C3的电容值。 L1C1 输入谐振器调谐至 432 MHz，是 1296 MHz 的“半”谐振器，此外，它还使用了更大的调谐电容器。 倍增器安装在箔玻璃纤维板上（也可以使用铜片）。 零件布置如图所示。 5. 谐振器所需的结构尺寸和元件与其连接点如图 4 所示。 XNUMX. 输入输出同轴电缆的连接特点以及连接器的注释，如文章第一部分。
为了调整乘数，需要有一个合适的选择性微伏计或至少一个扫描仪。 首先，输入谐振器 L1C1 调谐到 432 MHz 的频率，然后“空闲电路”L2C4 调谐到二次谐波 - 864 MHz。 为此，需要将频率为 432 MHz、功率为 1 ... 2 W 的信号施加到乘法器的输入，并将二次谐波信号传送到扫描仪，调整电容器 C1 和 C4根据接收信号的最大电平。 扫描仪天线很可能需要禁用。 以后在调整输出谐振器L3C5和L5C6时，需要多次调整C1和C4，因为设置会相互影响 带有电容器C5和C6的输出谐振器的调整必须根据输出指示器PA1（总偏转电流为200μA的微安表）的最大读数来进行。 不应忘记，具有调谐电容器的谐振器的调谐范围相当大，并且有可能错误地将输出谐振器调谐到二次谐波而不是三次谐波。 通常，在调谐电容器的电容接近最大值的情况下获得对二次谐波的调谐，并且在大约在电容器转子的中间位置获得对三次谐波的调谐。 此外，谐振器的调谐在一定程度上取决于输入信号的电平。 因此，当将发射机功率更改为432 MHz时，需要细化设置。 如果乘法器设置正确，其效率应为 50 ... 70%。 因此，通过将功率约为 5 W 的信号引入其中，例如在 432 MHz 频率下，您可以在 2,5 MHz 频率下获得 3,5 ... 1296 W 的功率。 作者：A. Yurkov (RA9MB)，鄂木斯克
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