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无线电电子与电气工程百科全书 收发器 DM-2002。 无线电电子电气工程百科全书
该收发器的作者 Cyrus Pinelis (YL2PU) 表示：“好的设计中没有‘小事’，甚至电源也需要与主路径一样受到关注。” 许多人都熟悉他之前的短波收发器设计“Largo-91”和“D-94”。 在他的新开发中，作者设法实现了可比的接收路径的特性，并且在某些方面优于最好的专业接收器的特性。 经验表明，在家中制作一个好的收发器是可能的。 作者多年的工作将帮助中等水平的无线电爱好者建立良好的无线电接收路径。 在开始重复该收发器之前，请再次回顾一些构成其接收路径基础的理论前提 [1-3]。 考虑到目前业余无线电（不幸的是，不仅是业余电台）的工作量以及一些城市电台的高密度，作者的注意力主要集中在获得接收机的高动态特性上。 所提出的收发器版本是作者根据[1, 2]中提出的构建高质量接收路径的建议开发的，即： a) 构建只有一个频率转换的路径； b) 在主选择的第一个滤波器之前，必须提供最小必要增益，同时在整个信号范围内保持线性； c) 在第一次 FOS 之前没有调整和非线性元素； d) 仅无源高级平衡混频器； e) 其自身本振的噪声水平必须比接收路径的噪声轨迹至少低3 dB； f) 主选采用高质量滤波器，在接收机输入频段也采用频率比小于 1:2 的高质量滤波器； g) 确保动态方面的高参数，确保相同的高选择性（在相邻信道中>140 dB），并遵循最小相位噪声和顺序选择。 Peter Brecht (DL40BY) 和 Uwe Loebel (DL1DSL) 在位于德国希尔德斯海姆的 Stabo Elektronik GmbH & KoG 实验室测试和测量收发器的主要参数时，建议使用超高水平混合器及其安装特点，允许增加阻塞参数。 “DM-2002”收发器允许您在九个业余 KB 频段中的任何一个频段上通过电话 (SSB) 和电报 (CW) 进行工作。 主要技术数据：
一个小小的理论题... 根据[3]，单信号动态范围（DB0）最好地表征了接收器在实际条件下的操作，因为它可以估计降低接收质量的最大干扰水平，并显示接收器对“阻塞”（阻塞）和交叉调制现象的稳定性。DB1受到最小接收器噪声的限制： Prf = (-174) + Frx + (101g Bp), 式中，Frx——接收机自身噪声<10 dB； Вp 是接收器主选滤波器的带宽，单位为 Hz； 从上面看 - 其级联 IP3 特性的线性部分的限制，即当干扰信号达到其最大电平时，接收器输出处的信号开始减少（3 dB）的点。 为了更清楚，让我们转向图。 1 取自 [2]。
IP3 点与接收器本底噪声 Prf 之间的间隔应尽可能大，因为它定义了两个参数 - DB 阻塞动态范围和 DB3 互调动态范围。 DB1为接收机动态响应的线性范围； DB3 - 对称双音信号的“无互调”处理范围。 两个动态范围的下限均为 Prf。 IM 动态范围更为重要，因为它由接收器不可避免的三阶 IM 噪声的功率电平 Ps3 决定，与 Prf 相同。 当 Ps3 = Prf 时，干扰水平（噪声和互调）增加 3 dB，导致接收机阈值灵敏度下降 3 dB。 图的解释一：
收发信机采用一次变频超外差电路制作。 其框图如图所示。 2、装置由十四个结构完整的功能单元A1-A14组成。
接收时，来自天线的信号通过位于节点A1的低通滤波器之一和位于节点A2的两段衰减器进入节点A3。 在节点 A3 中，有常见的带通滤波器，如低通滤波器，用于接收和发送。 接下来，信号进入 A4-1 节点，该节点设有第一个收发器混频器、两个前置中频级、第一个主选择滤波器以及中频、本地振荡器和传输路径的缓冲级。 收发器的第一个混频器是可逆的，为接收和发送路径所共用。 根据运营商的选择，它可以以两种模式之一运行：无源或有源，增益高达 +4 dB。 正弦本地振荡器 (VFO) 电压通过宽带放大器施加到混频器。 为什么不蜿蜒？ 是的，锋面小于 4 的理想曲流也不错，如果……这就是绊脚石！ 在占空比为 4 的情况下获得 XNUMX 或更少的前端是一个很大的技术问题，任何微型电感或微型反应性都会产生前端蠕变问题（这是安装等等......）。 另外，不要忘记从这些“陡峭”前沿泄漏谐波。 即使没有直接泄漏，那么这无疑也会给管道的噪声带来其贡献。 当然，在工业条件下，所有这些都可以解决，但不能在家里，在膝盖上......嗨！ 在收发器的接收路径中要特别注意级联上信号电平的最佳分布并获得信噪比的最大值。 面向第一个 FOS 的两个级联初级放大器可补偿 LPF、DFT 和混频器中的总衰减。 收发器使用顺序 IF 信号选择方案。 支持这种解决方案的有力论据是 [3] 中给出的建议：“在正确设计的接收器中，通带外的 FOS 衰减应等于单信号 DD 接收器的值。增加这些值之一不增加另一个实际上是没有用的。...此外，IF的总增益必须小于FOS在通带外的衰减，否则强的带外信号将与弱的有用信号一起被放大并干扰接收。 换句话说，为了获得 130...140 dB 的信号阻塞水平（单信号动态范围），FOS 还必须提供超出 130...140 dB 通带的衰减（至少在 ± 5...10 kHz 信号）。 因此，阻塞数越大，DB3得分就越高。 正如您所看到的，用一个过滤器来解决这个问题是不现实的。 出路如下：使中频增益不超过50 ... 60 dB，并在路径的输出处，作为中频和检波器之间的通信元件，放置第二个滤波器，而不是平均值“清理”，但是是一个成熟的清理，类似于第一个 FOS。 过滤器的特性应该是相同的，这是很自然的。 根据粗略计算，带外滤波器衰减例如为 80 dB，IF 增益 = 50 dB，则第一个滤波器的选择仅剩下 30 dB，这对于路径来说显然很小。 但是当我们打开另一个这样的滤波器时，我们得到 30 + 80 = 110 dB。 在作者制作的带有滤波器的收发器中，相邻通道的选择性（与频带失谐±5kHz）为150dB。 这种构建IF路径的做法作者已经在第三次开发中使用过。 因此，在第一个 FOS 和随后补偿滤波器损耗的宽带放大器之后，接收到的信号进入 A4-2 节点。 节点 A4-2 包含主 IF、用于 SSB 和 CW 的第二个 FOS、检测器和初步 ULF。 参考频率发生器信号从节点 A6-2 馈送到检测器。 接下来，接收到的信号进入节点A5，在此被放大并进行低频处理。 A5节点包含一个带宽约为3 kHz的无源低通滤波器和一个带宽为240 Hz的有源滤波器，以增加CW模式下的选择。 最后的ULF和AGC放大器也位于此处，AGC系统仅控制主中频。 IF 的初始阶段没有任何调整，因为它们与构造线性路径的定律相矛盾。 在发射模式下，来自麦克风的信号被发送到节点A6-1。 它包括一个麦克风放大器和一个带有两个 EMF 的“语音”处理器。 此外，信号进入A6-2节点，该节点设有上下频段的参考发生器、DSB信号整形器和可调放大器以及CW信号整形器。 生成的DSB或CW信号从节点A6-2的输出进入节点A4-2。 这里，信号通过其中一个滤波器 - 要么是宽带（选择 SSB 信号），要么是窄带 CW。 然后信号进入混频器节点 A4-1，在那里信号被传输到收发器的工作频率之一。 经过DFT、节点A3后，信号被位于节点A2的收发器功率放大器放大。 进一步，信号经过节点A1的低通滤波器进入天线。 节点A1、A3和本地振荡器块中范围的开关元件的切换由节点A9控制。 节点 A7 包含 VOX、anti-VOX 和按键，它们构成收发器接收 (RX) 和发送 (TX) 模式的控制信号。 现代高质量收发器包括频率合成器作为本地振荡器。 目前，对于大动态范围、高灵敏度的接收机来说，在家里搭建一个低相位噪声的合成器是极其困难的。 相位噪声会影响相邻通道的选择性，对于我们的收发器来说，该数字应处于 > -140 dB/Hz 的水平，这并不完全现实。 作为替代方案，可以将传统的 LC 外差与频率稳定维持系统 (FLL + DPKD) 结合使用，这样可以轻松在家中重复。 收发器接收器的声明参数是使用传统的 LC 本地振荡器获得的，因为具有最小的相位噪声。 之后，使用至少五阶的低频滤波器。 收发器中有两个这样的本地振荡器，节点A12和A13。 对本地振荡器之一（节点 A10）的频率使用比例控制系统，可以获得优于 10 Hz/h 的稳定性。 在节点 A8 中，有一个本地振荡器 A12 的分频器，并且为两个 LPF 发生器共用。 节点 A11 - 数字秤。 收发器由节点 A14 供电。 收发器的数字和模拟部分由单独的电源和调节器供电。 此外，收发器板上还使用了本地低功耗稳定器。 所有收发器节点将在相关章节中更详细地描述。 节点 A1。 低通滤波器 该电路（图 3）由 5 个 7 阶 LPF 组成。 对于 28.. .XNUMX MHz 的范围，使用椭圆低通滤波器，因为它们的斜率增加了。
节点 A2。 发射功率放大器。 宽带收发器功率放大器（图 4）- 两级。 放大器的输入端包含一个衰减器 R2-R4，衰减量为 -3 dB。 晶体管VT2的工作模式由微调电阻R12设定。
为了防止晶体管VT2自激，在其漏极输出端放置铁氧体环。 继电器K1和短路将放大器的输入和输出连接到传输模式的信号路径。 继电器 K4 和 K5 在接收模式下的信号电路中包括 -10 dB (R19-R21) 和 -20 dB (R22-R24) 衰减器链路。 衰减器通过屏蔽隔板与 PA 分开。 元件R17、VD3、R18、C16、C17——用于指示收发器输出功率的电路。 作者使用两个并联的 KP907A 晶体管以及两个 KP901A 来测试放大器。 在这两种情况下，输出功率约为 40 W，输出级电流约为 1 A。使用 KP901A 并不可取，因为它不允许获得均匀的放大器频率响应。 15 MHz 以上的频率响应的阻碍甚至不能消除第一级中晶体管和校正元件的选择。 在KP907A上连续制作的三个放大器表现出良好的重复性，并且频率响应不必校正。 节点 A3。 输入滤波器 (DFT)。 使用3个5m结构的滤波器来覆盖所有范围[XNUMX]。 滤波器方案如图 XNUMX 所示。 XNUMX.
输入滤波器的实现应该非常负责任，因为频带中的衰减以及信噪比将取决于其制造和调谐的质量。 所有线圈的品质因数不应低于200，最好更高... 出于设计原因，收发器的主无线电路径分为两个节点：A4-1和A4-2。 节点A4-1（图6）包含第一混频器、中频前置放大器、第一主选滤波器、本振信号放大器、传输路径信号放大器和信号开关。 这部分无线电路径的总增益不超过10 dB。 该节点的所有级均采用 50 欧姆技术。
在接收模式下，来自 DFT 的信号（参见文章第一部分中的图 5）被馈送到节点 A1-4 的引脚 1。在路径的输入端，抑制中频无线电干扰。收发器（8,862 MHz）时，陷波滤波器 L1C1、ZQ1 - ZQ3 打开。 收发器的第一个混频器是可逆的，为接收和发送路径所共用。 它是根据宽带变压器T1-TZ和KR1KN590A型DA8芯片上的平衡电路制成的，如图6所示。 590作为两个晶体管。 KR8KN6A微电路是一款高速四通道模拟开关； 四个具有相同特性的场效应晶体管位于同一基板上。 微电路的晶体管与混频器电路并联，每臂两个（在图905中，微电路引脚号在括号中标明）。 这种包含物使得可以获得晶体管的开沟道漏极-源极的低电阻，例如小于KP3中的电阻，这显着降低了无源模式下混频器中的损耗。 如前所述，混音器可以以两种模式运行 - 被动模式和主动模式。 通过向节点 A4-15 的引脚 2 施加 +4 V 电源电压，可以打开增益为 +1 ... XNUMX dB 的混频器的活动模式。 正弦本地振荡器信号通过巴伦变压器 TZ 提供给混频器晶体管的栅极，该信号之前由基于 VT3 晶体管的宽带放大器放大到 4 ... 2 V 的电平。 施加到放大器输入（节点 A4-4 的端子 1）的本地振荡器信号电压不应超过 200 mV。 匹配电路 L2、C17、R17、L3、C16（所谓的双工器）连接到混频器输出。 其任务是提高混频器的动态范围，隔离中频信号，并尽可能地将中频的后续级联从转换产品的“束”中去除。 根据无功负反馈放大电路[2]，通过VD3二极管上的开关将选定的中频信号馈送到由晶体管VT4、VT1构成的高线性低噪声初级放大器。 这种类型的放大器具有高灵敏度和大动态范围。 为了提高工作稳定性，放大器级通过基极电流进行稳定。 另外，为了防止微波频率的激励，在晶体管VT3、VT4的集电极端子上放置了铁氧体环，如图中的FR所示。为了削弱信号反馈系数，放大器之间通过衰减器相互去耦。电阻器 R25 - R27 的衰减值为 - 3 dB。 主选ZQ4的滤波器通过升压变压器T8连接到晶体管VT4上的放大器的输出端。 滤波电路如图所示。 7.
它是根据七个石英谐振器ZQ1-ZQ7上的多链路梯形滤波器的方案制作的。 该原型机在 R-154 型（“Amur”、“Molybdenum”）老式军用接收机的方案中“窥见”，其中使用了 128 kHz 的旧低质量晶体。 在为 PAL / SECAM 电视解码器设计的现代谐振器上，滤波器具有以下特性：
如果滤波器斜率不够，可以安装图中虚线所示的谐振器。 经过滤波器后，信号通过降压变压器T9馈送到基于VT5晶体管的宽带放大器。 该晶体管按共栅电路连接，工作在较大的漏极电流下，本征噪声低，动态范围大。 其任务是补偿滤波器和变压器的衰减。 从变压器 T10 的抽头通过电容器 C3O 和节点的输出 8，接收到的信号被馈送到主 IF、节点 A4-2。 在传输模式中，在节点A4-2 CW或SSB中形成的信号被馈送到节点A3-4的引脚1，节点A1-5是在晶体管VT1上制作的传输路径的宽带放大器的输入。 从放大器的输出，信号通过电容器 C1 和二极管 VD1 上的开关被馈送到混频器 T1 - T4 DA1，在混频器中信号被传输到收发器的工作频率之一。 通过节点 A3-XNUMX 的引脚 XNUMX，信号被馈送到节点 AXNUMX (DFT)。 信号在与接收和发送模式相对应的方向上的通过由KA1A型pin二极管VD2VD507上的开关控制。 当控制电压从收发器的节点 A6 施加到引脚 7 (RX) 或引脚 9 (TX) 时，二极管将解锁。 选择这些二极管并非偶然。 在打开状态下，它们的电阻为 0,1 ... 0,4 欧姆，并且可以传输高达 500 瓦的功率。 相同的电路向节点的放大级提供电压，并以适当的模式运行。 主中频放大器节点 A4-2 的框图如图 8 所示。 4. 节点A1-4和输入节点A2-50的输出阻抗约为1欧姆，这允许您使用同轴射频电缆连接它们。 输入级晶体管VT1、VTV按共栅电路连接，增益小、噪声低、动态范围大。 级联负载在调谐到 IF 频率的 L3CXNUMX 谐振电路上。
主要中频增益由双栅极场效应晶体管VT2-VT4、VT10上的四级放大器实现。 晶体管第一栅极处的电压通过齐纳二极管VD3稳定在+1V。 晶体管的第二个栅极提供手动或自动 (AGC) 增益控制，以及传输期间自动阻塞 IF。 为此，节点 A2 的 0 至 +8V 控制电压通过节点的端子 5 提供给晶体管栅极。 节点A4-2的IF路径的增益不超过60dB。 晶体管 VT2、VT3、VT10 上的级联各具有约 16 dB 的 Ku，VT4 上的级联约为 6 dB。 这种增益分布的选择很重要，这些级的模式是根据许多要求来选择的，主要是第二个栅极上的 AGC 控制的非常线性的响应和放大器的软噪声模式。 出于保持线性度的相同原因，作者在 UFC 中使用了 KP350 晶体管，而不是“异国情调”的 BF981，后者的第二栅极控制特性较短，尽管它们具有更好的噪声参数。 在 IF 的第三级 (VT4) 和第四级 (VT10) 之间，包括滤波器 ZQ1 (SSB) 和 ZQ2 (CW)。 当接收信号时，它们充当第二FOS，而当发射时，它们充当形成信号的主要FOS。 过滤器通过继电器触点 K1 和 K2 进行切换。 ZQ1滤波器的电路和参数与A4-4节点的ZQ1滤波器相同。用于电报操作的窄带石英滤波器ZQ2是根据图9所示电路制作的。 XNUMX、并具有以下特点：
晶体管VT4上级联的输出电阻和VT5、VT10上的输入电阻约等于5kOhm。 ZQ1、ZQ2 滤波器的低输入和输出阻抗使用电抗链路（P 电路）L8 - L11、C23 - C30 与这些级相匹配。 这种匹配选项可以大幅降低滤波器中的衰减。 信号从中频末级L4L5电路的负载到达关键检测器VT12晶体管。 参考频率信号通过引脚8从节点A6馈送到晶体管的栅极。 检波器中隔离的低频信号，通过C57L15C58低通滤波器，进入晶体管VT13、VT14上的第一ULF级，然后通过电容器C61到达节点7引脚的输出。这一级值得强调。 由于 A4 节点中的所有信号转换和处理都发生在低电平（从 0,1 至 300 μV），因此收发器的低音放大器具有非常高的灵敏度和大增益，大约为 + 74 dB。 反过来，这里又出现了干扰问题。 晶体管VT13、VT14的级联称为复合互补Shiklai射极跟随器。 对于我们的案例来说，它具有显着的特征。 其传输系数在整个低频范围内接近于1，输入阻抗约为1,5 MΩ，但输出仅为1,5 Ω，即它不加载其后的放大器级。 惊人的！ 事实证明，信号安全地进入了主ULF，如果信号源的Rout=XNUMX欧姆，或者说ULF输入短路了，还能有什么干扰呢！ 在传输模式下，来自 A6 DSB 或 CW 节点的信号（通过引脚 10）馈送到 VT8 晶体管上的开关级联。 级联的操作由晶体管 VT9 上的按键控制。 然后信号通过其中一个滤波器：具有 SSB 信号提取功能的 ZQ1 或窄带 CW ZQ2。 滤波器后基于晶体管VT5、VT6的谐振共源共栅放大器，输入电容低，输入/输出去耦良好，Ku约为16dB。 在晶体管VT7上 - 传输过程中控制级联操作的关键。 信号从共源共栅放大器的耦合线圈L4到达混频器板A1-7。 发射时仅使用节点A4-2的其中一个滤波器，尝试将两个节点的滤波器串联进行发射的尝试由于信号被记者读取的效果不佳而没有体现在收发器的设计中。 VT11晶体管上的级联旨在监听传输过程中的信号。 通过节点的引脚 9 将控制电压施加到晶体管的第二栅极来调节监听器信号的电平。 该信号通过电容器C7和C4取自节点A2 40 的传输路径的输出级的耦合线圈L53。 VD2 - VD4、R20、C32、C3Z、L12 链以及 VD5 二极管可以完全解耦功率开关级，消除开关噪声，特别是在电感超过 100 μH 的级中。 节点A5。 主 ULF 和 AGC 来自节点 A4-2 输出的低频信号被馈送到节点 A5 引脚 1 的输入（图 10）。
第一个 ULF 级由 DA1 芯片 (KR538UNZA) 制成，这是一款专门设计用于低阻抗音频信号源的低噪声放大器。 在应用的典型开关选项中，微电路提供高达 +47 dB 的信号放大。 晶体管 VT1 和 VT2（我们已经熟悉的 Shiklai 射极跟随器）上的级联不会加载它。 信号从中继器的输出进入低通带通滤波器 L1-L5C11-C15，该滤波器选择从 250...300 Hz 到 3500...4000 Hz 的频带，边缘衰减优于 30 D b。 换句话说，它的结果与 EMF 类似，但仅限于低频。 滤波器的这种特性只有在其输入和输出阻抗精确匹配等于204欧姆的情况下才能获得，并且LC滤波器元件的容差值小于5%[4]。 滤波器输入端通过串联1欧姆的电阻R2串接在晶体管VT5、VT200上，考虑到射极跟随器的Rout为1,5欧姆，那么匹配几乎是完美的！ 滤波器输出处还包含负载电阻器 R6。 信号经过滤波器后，通过继电器K1的常闭触点（图10中的A点）进入两路低频信号开关——DA4微电路的输入端。 其中，在传输模式中，从节点A6提供电报信号自控信号。 当控制信号从收发器的节点 A4 施加到引脚 7 时，即从接收切换到发送时，就会发生开关的切换。 信号从 DA1 微电路通道 4 的输出馈送到 AGC 放大器的输入（B 点）。 从通道2的输出到功放的输入（C点），按照DA5芯片上的典型开关电路制作。在PA输入处，安装了一个远程音量控制，由光耦合器U1制作。 尽管控制范围较浅，但该选项是经典电位器的良好替代品，因为其连接线很长，并且通常是干扰源和背景源。 为了增加接收电报和数字信号时的选择，在节点 A5 中安装了一个基于 DA2 和 DA3 微电路的有源低通滤波器。 -6 dB 和 -20 dB 级别的滤波器带宽分别为 240 和 660 Hz。 即使对于 PSK 操作来说，这也足够了，因为 A4-2 节点还具有频带为 800 Hz 的石英滤波器。 当节点的输出1施加+1.1V电压时，滤波器通过继电器触点K1.2（K2和K15）连接到低频路径电路。原则上，有源滤波器中可以安装双电位器为了在较小的范围内改变其调谐频率，或者使电路稍微复杂一些，制作一个陷波器，类似于“Mot.sp”滤波器[1,2]。 AGC放大器由晶体管VT3-VT8组成。 该信号由 VT3VT4 上的级联放大，通过倍压检测器和 VD3-VD7 二极管上的“与”元件，为两个具有不同时间常数的 RC 电路 - R18C36 和 R19C35 充电。 在VT5VT6上的直流放大器中，产生AGC控制信号。 放大器输入端的电阻R7用于设置AGC操作的电平。 作者在收发器中有这个电平——大约2μV。 构造电阻器R22调节AGC系统的控制特性的斜率。 晶体管VT5不宜采用高斜率。 晶体管源极电阻R21两端的电压不得超过1,2V（控制参考）。 AGC的控制电压从晶体管VT6的集电极去除，并且S表连接到晶体管的发射极。 晶体管 VT7 和 VT8 上的级联提供了一个小的延迟，以便在从接收到发送的过渡期间建立瞬态，反之亦然。 AGC 的实际测试显示了以下结果：当收发器输入端的信号从 2 μV 变为 1 V 时，输出信号的变化不超过 5 dB，如果进行更仔细的调整，则不超过 3 dB。 AGC调节范围约为114 dB，对于良好的接收路径来说已经足够了。 建议在晶体管VT1的基极电路中引入一个6欧姆的电阻（图560），将其连接在基极端子和公共线之间。 这将进一步简化该晶体管静态电流的设置。 收发器的发送路径从节点A6开始，节点A6在结构上分为两部分——节点A1-6和A2-XNUMX。 为了提高 SSB 模式下的信号传输效率，收发器使用信号限制器，即所谓的“语音”处理器，它允许将 SSB 信号的平均功率提高 4...6 倍 (6...8 D b）。 当进行 DXQSO 或在 QRM (QRN) 条件下时，有限信号具有更高的质量和良好的清晰度。 节点A6-1就是这样一个设备，连接在麦克风和收发器的DSB驱动器之间。 节点示意图如图11所示。
来自麦克风的音频信号被馈送到节点的引脚 1。 然后，通过电容器C2和电平调节器（连接在节点A2-3的6和1端子之间的可变电阻），信号被馈送到DA1芯片上制作的麦克风放大器。 收发器使用驻极体麦克风，R1 - R3C1 链为其供电。 低通滤波器L1C4衰减从其自身发射器到麦克风放大器输入的高频干扰，从而降低其自激的风险。 继电器 K1 的触点切换放大器校正电路，将 300 ... 3000 Hz 范围内的频率响应提高到 +16 dB。 放大器输出低频信号的电平（150 ... 200 mV）由微调电阻器 R9 设置。 通过晶体管 VT1 上的射极跟随器，信号进入 B. Larionov (UV9DZ) [5] 开发的限幅器电路。 晶体管VT5是第一个关键的射频限幅混频器。 VT5门从晶体管VT0,7-VT3上制作的参考石英振荡器接收幅度约为4V的信号。 VT2源电路中的L25C5电路调谐至500kHz的频率。 ZB1 机电滤波器选择的单边带信号被馈送到由 VT6 场效应晶体管和 VD3VD4 二极管组成的限幅放大器。 限制程度定义为二极管VD6VD3关断时晶体管VT4漏极的RF电压与二极管接通后同一点的电压之比。 该值为 7...8 dB。 微调电阻R24将级联增益设置为VT4，从而以最小的限制保持SSB信号的最佳电平。 在比较最小和最大限幅电平下的无线电发射信号时，这一点非常重要。 为了抑制谐波数量和组合频率的增加，信号通过与第一个相同的第二个 EMF ZB2。 场效应晶体管 VT7 (Ku = 6 ... 10 dB) 上的级联可补偿滤波器中的衰减，但对于良好的 EMF，可能不会安装它。 有限的单边带信号被馈送到 VT8 场效应晶体管上的第二个关键混频器检测器，该晶体管的栅极还提供有 500 kHz 参考振荡器信号。 检测和滤波后的信号经DA2芯片上的运算放大器放大，并通过VT2晶体管上的射极跟随器馈送到A6-2形成单元。 语音处理器的输出信号电平由调谐电阻R35设定。 继电器 K2 和短路使得可以将语音处理器排除在传输路径之外。 进行本地 QSO 时可能需要此选项，因为接收点的信号电平通常很高，并且限制会降低其清晰度。 A6-2 节点、DSB 和 CW 信号电压驱动器的示意图如图 12 所示。 XNUMX.
上频段的参考石英振荡器是用VT1VT2晶体管制成的。 电感器 L1 与石英谐振器 ZQ1 (8862,7 kHz) 串联，允许您将发生器微调到与主选择滤波器频率响应下斜率上的 -20 dB 电平点相对应的频率。 从晶体管 VT2 的发射极，参考振荡器信号通过晶体管 VT3 上的缓冲放大器馈送到由 VD2VD3 变容二极管和变压器 T1 组成的平衡调制器。 而且，来自发射极VT2的信号通过该节点的输出2被馈送到节点A4-2到键检测器。 该调制器具有较高的线性度，可以使载波抑制至少56dB（经作者反复验证），调制器通过微调电阻R20和R24进行平衡。 来自节点A8-6的音频信号的电压通过晶体管VT6(Ku=1dB)上的放大器施加到平衡调制器的变压器初级绕组的中点。 仅当电源电压从收发器操作模式开关施加到端子 15 和 16 时，级联才工作。 在同一电路中，安装了继电器 K1，它通过其触点将平衡调制器的输出连接到传输路径。 AF 信号从 VT50 发射极电路中的微调电阻器 R8 馈送到位于节点 A7 的 VOX 电路。 在VT9晶体管上制作了可操纵的CW信号晶体振荡器。 石英谐振器ZQ3的频率（8863,5kHz）比ZQ1谐振器的频率高800Hz，即落入收发器主选滤波器的透明频带内。 CW 发生器由 VT9 晶体管的基极电路通过电阻器 R43、R44 使用位于节点 A7 的关键电路进行控制，形成电报信号所需的上升和下降时间参数，分别等于 5 和 7 ms。 根据 SSB 或 CW 的操作类型，信号通过继电器 K4 的触点从平衡调制器或电报本地振荡器提供到晶体管 VT1 的基极。 VT3晶体管上装配有可调DSB和CW发射信号放大器。 通过改变手动信号功率调节器（通过节点 A5-6 的端子 2）和 VT10 晶体管上的 ALC 控制电路改变晶体管第二栅极的电压来调整级联增益。 级联负载是调谐到 IF 频率的 L4L5C26 电路。 从耦合线圈L5获取电平约为1V的输出信号，该信号被馈送到块A4-2中的IF前置放大器和主选择滤波器。 VT6VT7晶体管上的参考振荡器用于监听反向频段。 其石英谐振器 ZQ2 (8865,8 kHz) 的频率对应于 FOS 频率响应上斜率的 -20 dB 点，由电容器 C45 进行微调。 在 DA1 芯片上，组装了一个 RC 音频发生器，用于电报工作时的信号自监测以及将收发器设置为 SSB 模式（操作模式 -“TUNE”）。 该发生器的信号频率为 800 Hz，电平约为 50 mV，通过节点的端子 11 馈送到 ULF 收发器（节点 A5）。 您可以通过选择电阻器 R60 来降低或提高信号电平。 当用作电报机时，通过与 VT9 上的发生器同步地沿着“TX/KEY”电路提供正包来打开音频发生器。 当在 SSB（“TUNE”）模式下调谐发射机时，音频发生器信号通过外部分压器和开关电路馈送到节点 A6-1 的麦克风输入。 节点A7使用VOX语音控制设备或通过按下电报键或踏板来控制收发器处于发射模式。 节点图如图所示。 13.
在接收模式下，+15 V 电源电压持续施加到节点的引脚 11，仅出现在晶体管 VT13 和 VT14 引脚 13 (RX) 上的受控按键的输出端。 VOX 系统的输入（节点 A1 的引脚 7）连接到收发器麦克风放大器的输出（节点 A7-6 的引脚 1）。 当通过相应的+3V电源电压开关施加到节点A7的引脚15时，可以使用VOX.通过晶体管VT1上的级联放大，AF信号被馈送到晶体管VT2上的限幅放大器。 信号限制电压，或者换句话说，VOX系统操作的阈值，由调谐电阻器R4设置。 二极管 VD1、VD2 检测到限制信号，并将其电平超过 7 伏馈送到定时链 C9R9。 微调电阻 R0,2 将语音控制系统的操作延迟时间设置在 2 ... XNUMX 秒内。 此外，该信号启动晶体管VT5、VT6上的单振子，并通过晶体管VT7、VT8上的反相级联，VT13和VT14上的关键级联闭合，晶体管VT11、VT12上的级联打开，电压为+节点 (TX) 的端子 12 处出现 15 V。 该输出的电压被提供给在发送模式下运行的收发器电路。 如果在 C7R9 RC 电路确定的时间后没有来自麦克风放大器的信号，这些关键级将进入“反向”状态，+13 V (RX) 出现在引脚 15 处，并且引脚 12 处的电压变为零。 为了防止从收发器扬声器进入麦克风的声音打开发射模式，在晶体管VT3、VT4上制作了“防VOX”装置，只要存在对方的信号，就阻止VOX的操作。 “anti-VOX”输入（节点 A2 的引脚 7）连接到 ULF 输出。 来自ULF的信号经晶体管VT3放大，经二极管VD3、VD4整流并对电容器C14充电。 晶体管VT4上的关键级并联VOX-C7R9系统的主定时电路。 微调电阻器 R10 设置“抗 VOX”系统的阈值。 晶体管 VT9 和 VT10 上的级联分别控制收发器从电报键 (KEY) 或踏板 (PTT) 到传输的切换。 CW 模式下的控制方案允许“半双工”操作。 当按下电报键（引脚8）时，VT9晶体管（引脚6，电路TX/KEY）的集电极上出现恒定电压，该电压通过R32C19VD5链启动对VT5、VT6的单触发，然后通过电路切换关键级。 CW 模式下的暂停时间由与电阻器 R18 并联的调谐电阻器 R9 的值决定，可以是 0,1 ... 0,6 秒，以便在这些暂停期间收听通讯员的信号。 这种模式在测试工作时很方便。 要在 CW 模式下不间断地工作，只需在传输期间踩下踏板即可。 当VOX系统关闭时，也可以通过踏板切换到SSB模式的传输。 来自踏板 (PTT) 的控制信号从 VT10 晶体管上的按键输出通过 R36C22VD6 电路馈送到单个振动器的输入。 在收发器调谐模式 (TUNE) 下，+5V 提供给节点 A7 的引脚 15，该电压还通过 R40C25VD7 电路馈送到单触发的输入，确保收发器向发送的转换。 晶体管VT15和VT16上的关键级用于控制节点A2的短路天线继电器。 收发范围切换节点A9是根据图14所示的图制作的。 1,8. 打开收发器电源时，XNUMX MHz 频段自动打开。
DD1芯片上装有时钟频率约为1Hz的振荡器，其信号馈送到可逆计数器DD2芯片的时钟脉冲输入端。 顺序计数的方向由外部开关电路（按钮DOWN和UP）控制，该电路连接到节点A2的端子3和9。 计数器DD2输出的二进制编码的十进制代码利用解码器芯片DD3转换为十进制代码。 晶体管VT3-VT1上的控制键连接到DD18微电路的输出端，通过DD1微电路将量程切换继电器的电源电压提供给节点A3、A8、A10、A11和AXNUMX。 收发信机的本振是在工业VHF发生器（节点A12）和可变分频比的分频器（节点A8-1）的基础上制成的。 在进入收发器混频器之前，信号在 A8-2 节点中进行预滤波。 为了确保在数字模式下工作时本地振荡器频率的高稳定性，收发器使用锁频环 (FLL) 频率稳定系统，节点 A10。 节点 A12 - 来自 HF-VHF 无线电台 R-107M 的平滑范围发生器。 其原理图如图所示。 15. 发生器的工作频率范围为 30,15 ... 63,7 MHz。 发生器是一个密封装置，不建议打开它并对其电路进行任何改变，以免违反其频率-时间特性。
作者在收发器中使用被动温度控制设置的 GPA 频率漂移在 50 分钟预热后在任何频率下均不超过 15 Hz。 A8-1节点的示意图，是一个具有可变分频比的分频器，如图16所示。 107. 来自 R1M 发生器的信号被馈送到由晶体管 VT2、VT1 和 DD1.1 微电路产生的整形器的输入。 DXNUMX 芯片的第一个元件作为放大器以线性模式运行。
信号从整形器馈送到微电路 DD2 和 DD3（三位二进制分频器）。 根据收发器包含的范围，分频器的分频比（2-4-8）的选择由继电器开关K1-KZ和DD4芯片上的逻辑开关决定。 表中给出了在 Fp 等于 8,862 MHz 时在 DPKD 输出处获得的本地振荡器频谱，具体取决于工作范围。 1.
加法器和缓冲级是在 DD5 芯片上制作的。 信号从第一个元件 DD5 的输出馈送到稳频系统 FLL 的输入端（通过节点 A11-8 的引脚 1），从第二个元件的输出馈送到数字秤的输入端（引脚 12）。的节点）。 收发器第一个混频器的本地振荡器信号应尽可能干净且单色。 为此，在元件DD5 3之后使用芯片DD6和变压器T1（作为成形电路操作）将矩形信号转换成正弦信号。 基于VT3晶体管的宽带放大器具有约+14dB的增益和高达40MHz频率的均匀频率响应。 L1C14C15C16L2 低通滤波器的截止频率为 25 MHz。 在 19 ... 20 MHz 频率下，节点 A8-1 的输出应为纯正弦曲线，在 200 欧姆负载下幅度为 250 ... 50 mV。 在频率较低的范围内，正弦曲线将会失真并且其幅度会增加。 FLL稳频装置（节点A10）示意图如图17所示。 XNUMX.
GPA 信号被馈送到具有不同分频比 (M) 的 DD1 和 DD2 微电路的一行二进制计数器。 使用继电器 K1-K1 选择所需的分频系数 DD4。 DD2计数器的分频系数选择常数：1024和4096。在DD3芯片上制作了数字混频器。 DD3 芯片的输入 D 由 4 MHz DD50 晶体振荡器提供参考频率信号。 时钟频率应用于 DD3 芯片的输入 C，即GPA 的频率在 DD1 和 DD2 的帮助下除以数字 M。从 DD12 微电路的输出 Q2 获取的校正脉冲被馈送到晶体管开关 VT2。 该频率相差两个二进制阶，取自 Q2 输出的同一 DD10。 VT1和VT2按键控制DA1芯片上的积分器的操作，积分器的输出将控制电压提供给GPA变容二极管。 该方案借用自[6]，但在一些修改中与原始来源有所不同。 具体地，在DD1芯片的第一二进制计数器的输出处，安装了继电器开关，用于根据收发器的工作范围选择分频比。 DD3数字调音台采用高速74AC74芯片，关键晶体管VT1和VT2更换为更高频率的晶体管。 此外，器件中还引入了一个额外的运算放大器 DA2。 DA2.1运放的一半有一个加法器，其任务是减少DA1积分器输出端相对于+7,5V参考电压的控制电压摆幅。如果在DA1芯片的输出端，在连接点处电阻器 R7 和 R15 的控制电压可以在 0 +11 V 范围内变化，那么在 DA2 输出处，该电压将已经是 +5,5 ... 9,5 V。这样做是为了不从 R 打开密封的 GPA -107M，不选择标称值为9 pF的电容器C270，与变容二极管VD1串联。 控制电压的下限不应低于+5,5 V，因为相同值的偏置电压已（内部）施加到 GPA R-107M 中的变容二极管（见图 15）。 电阻器 R14 和 R15 值的比率决定了输出电压变化的限制，并且可以针对 R-107M 发电机的特定实例进行选择。 在 DA2.1 上制作的逆变器允许您保存相对于 DA1 输出的控制电压的极性。 作为示例频率 DD4 的源，使用来自具有 TTL 输出电平的旧计算机的集成晶体振荡器 СХО-43В，频率为 50 MHz。 节点A14的结论15和10通过位于收发器前面板上调谐旋钮旁边的外部开关（例如按钮）互连。 当开关闭合时，收发器被调谐；当开关打开时，频率被捕获。 根据图中所示的电阻器 R5 和 R12 的值，DA1 积分器的一个完整周期的时间（从最小到最大输出电压电平）为 50 ... 60 s。 这对应于具有低频漂移（粘滞）的振荡器。 如果GPA的漂移时间超过600 Hz/min（也有这样的样本，显然违反密封或受到冲击载荷），R5和R12的额定值应降低至1 MΩ，即将积分器的周期时间显着缩短至几秒钟。 对于 SSB 和 CW 的操作，实际上可能不会使用 FLL 稳定系统，并且仅应在数字通信模式下打开它。 P1_1_系统运行期间捕获频率的保持精度优于±10 Hz几个小时。 节点 A8-2（图 18）包含 5 阶低通滤波器，用于提高收发器本地振荡器信号的频谱纯度。 滤波器截止频率：L1C1-C3L2 - 6 MHz； L3C4-C6L4 - 11,3 MHz； L5C7-C9L6 - 13,5 MHz； L7C10-C12L8 - 17 MHz。 10 和 28 MHz 范围的 LPF 位于 DPKD 板上，并在 A8-2 节点中连接一个匹配的衰减器来代替它。 在节点 A8-2 的输出处，信号（正弦曲线）的幅度和形状对应于本地振荡器所有工作频率的范数。
继电器 K1 和 K2 - 本地振荡器开关（主或辅助）。 收发器的数字秤节点A11（图19）没有任何特征，其电路和设计可能与建议的不同。
收发器的第二个GPA，节点A13，是根据图20所示的方案制作的。 91. 作者之前的开发中曾经使用过类似的选项，例如“Largo-107”收发器。 而正是通过这样的GPA，测量了收发器的主要参数。 在收发器中安装第二个 GPA 不是必需的，但可以在没有 R-XNUMXM 发生器的情况下作为替代方案（对每个人来说都不够！）。
GPA由六个电路相同的发生器组成，但在频率设置电路的参数以及缓冲级晶体管的发射极电路中没有电阻器方面彼此不同。 电阻器 R11 对于所有六个发电机都是通用的。 发电机采用六节可变电容器进行重建。 上图。 图20显示了六个发电机之一的图。 每个发电机的电阻器和电容器的额定值在表中给出。 2.
通过向节点 A5,6 的端子 2-7 施加 +13 V 电源电压来切换发电机。 发生器输出应通过低通滤波器连接到 A8-2 节点，类似于 DPKD 板上的 L1C14C15C16L2。 数字秤，如图所示。 19. FLL系统也适用于第二GPA，但DA2微电路应从电路中排除，并且GPA失谐变容管的控制信号应从电阻器R7和电容器C12的连接点去除。 文学
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