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无线电电子与电气工程百科全书 设计电子管放大器。 无线电电子电气工程百科全书
本文讨论了构建单端电子管放大器以实现高质量声音再现的特点。 作者推荐了最适合此类放大器的电子管和输出变压器的设计。 也许每个无线电爱好者和每个发烧友都听说过电子管放大设备比晶体管放大设备优越的观点，但并不是每个人都能自己相信这一点。 造成这种情况的原因有几个：电子管放大器在我们这个时代并不常见，最重要的是，为了听到明显的优越性，您需要使用未因重复处理和重新录制而损坏的高质量唱片。 如果您正在听 Eminem 或 Celine Dion 等人的音乐，您不太可能注意到电子管设备的好处。 而且，听一些录音，你可以得出完全相反的结论。 但如果有人曾经感受到单端电子管放大器的优势，他将永远“厌倦”电子管。 据说电子管放大器不能很好地再现摇滚音乐。 然而，最近，在一些迪斯科舞厅中，成功地使用了每通道输出有四个6P45S灯、工作在B类的功率放大器，该放大器的最大功率为200 ... 300 W，仅令人失望。由于其可靠性差。 电子管放大器的反对者正确地批评它们“松散”、“模糊”的低音，但这种现象的原因已经在文献中考虑过，例如，在[1]中：电子管放大器的输出阻抗增加，这确实不足以抑制扬声器系统的低频部分以抑制发射器的主要谐振。 因此，解决这个问题的最好的（虽然不是容易的）方法是计算和调整扬声器，将其与特定的放大器相匹配，甚至将放大器调整到该扬声器。 因此，您可以聆听同样的 Pink Floyd，享受吉他独奏的美妙，并对低音域乐器的定位清晰度和声音深度感到惊讶。 使用简单的电子管设备制作的 40 至 60 年代的旧唱片听起来会多么真诚！ 文献[2, 3]中已经反复分析了工作在A类的电子管放大器的优势原因。 可以制定“Hi-End'a 第一定律”：音频信号应经历尽可能少的变换，并通过尽可能少的级联放大。 这是最适合灯的放大器 - 灵敏度为 0,1 的放大器……可能不适用于所有 DAC）。 这消除了运算放大器上收集的模拟滤波器。 除了灯的高功率增益和高线性度之外，还应注意两个更基本的优点：电极间电容的恒定性，以及特性与温度的独立性，从而与放大信号的电平的独立性。 一旦认识到线性放大（A类）的优势，UMZCH推挽级联支持者的论点就变得完全不可理解。 他们宣称的二次谐波补偿并不总是一个优点，因为已经反复证明，二次谐波如果不超过主信号的 2 ... 3%，不会破坏声音，而是破坏声音。对面的。 推挽级联对反相器的需求通常会导致许多问题。 您可以在上述文章和 [4] 中更详细地了解所有这些内容。 本文主要介绍单周期灯 UMZCH、其电路、所用灯和变压器。 单周期管 UMZCH 有两种主要类型：其中一种，输出级构建在没有通用 OOS 的三极管上，第二种是构建在深度高达 16 dB 的五极管或束四极管上，覆盖OOS 的最后两个阶段。 如图所示的例子图1和图2示出了放大器电路，下面将对其进行更详细的讨论。 顺便说一句，我们注意到，在输出三极管中，例如经典的 2AZ 和 300V，内部反馈（现代文献中通常对此保持沉默）具有大致相同的深度 - 12 ... 16 dB。 有时您可以在文章中读到，只有三极管级联才能提供最高级别的声音放大器，但这并不完全正确。 因此，Audio Note 生产了多种型号的带有四极管和通用 OOS 的放大器，例如 OTO Line SE、Soro Line SE。 顺便说一句，后者多年来一直被圣彼得堡的音频专家用作参考。
在第二栅极上具有恒定电压的四极管输出级在某种程度上更经济，并且具有可以并联多个四极管以增加功率的优点，即使它们的特性存在一些差异。 让我们关注一个特别但经常讨论的问题，即使用隔直电容器并联阴极自偏置电阻器。 人们通常认为应该始终进行分流，尽管音频信号路径中的任何氧化物电容器都会产生额外的失真。 让我们看看这个或那个决定的客观原因。 非常希望在三极管的输出级中并联一个电阻器，以便不增加该级的输出电阻并保持其最大灵敏度。 在第二栅极恒压四极管的输出级中，需要并联阴极电阻，但这里的原因完全不同。 该电阻器产生的 FOS 仅线性化阴极电流。 阳极电流是阴极电流减去第二栅极的电流，它对相同的阴极电流具有相对非线性的依赖性。 由于引入了这种 OOS，我们得到的级联稍小一些，但耳朵失真更令人不舒服，同时灵敏度损失了大约两倍。 在前置端子（驱动器）级，后面是三极管输出级，没有必要并联电阻，但这是可取的。 这里，该准则成为将本级输出电阻与三极管级下一级输入电容的输入电容相结合的条件 Svx \u1d Csk + CCA (K + XNUMX), 其中CC是栅极电容； SSA——网状阳极容量； K是级联的电压传输系数。 例如，如果驱动级组装在带有不分流阴极电阻的 6N2P 三极管上，输出电阻为 50 kOhm，则输出级的输入电容为 200 pF，截止频率上限为 f=1/(2πRC) = 16kHz！ 在四极管上的输出级之后的预端子级中，阴极电阻不能被分流，因为它通常被馈送来自放大器输出的反馈信号。 在输入级，如果需要增益小于μ/2或引入频率校正，例如扬声器低频区不均匀，则不宜并联阴极电阻； 这将增加增益或校正参数的稳定性。 现在我们来谈谈放大器的电子管的选择。 笔者对各种灯在小信号模式、大信号模式到限幅模式下的输出信号谐波频谱进行了研究。 与此同时，通过听觉检查（聆听）评估失真谱对声音再现质量的影响。 特别关注主观评估和计量评估的相关性。 这种比较研究的结果基本证实了现代文献中已知的信息。 让我们关注最适合各级放大器的特定电子管。 在四极管输出级的灯中，经典的光束四极管 6P6S 在“音乐性”方面表现出色。 这与文章[5]的说法不谋而合。 第二名应该是 6PZS（类似产品 - 6L6 6P7S、G-807），它的功率是其一倍半，具有非常相似的频谱，但高谐波水平稍高。 输出光束四极管 - 6P14P、EL34（6P27S - 类似物，但博物馆稀有）、6550 (KT88) - 存在一些滞后。 6P1P手指灯是6P6S八进制灯的类似物，但是用八进制灯更好，也更容易找到。 他们说6F6S五极管线性且“有音乐感”，但很少见，而且它的输出功率太小（3,2W）。 有一种意见认为水平扫描电视灯不适合UMZCH（我们谈论的是6P45S、6P44S等）。 事实并非如此：它们可以使用，但不是在典型模式下，而是在第二个栅极上的电压减半。 例如，这种非典型模式下的 6P44S 灯在声音上与典型模式下的 6P14P 非常相似，但功率高出一倍半。 出人意料的是，三极管输出级灯组中的佼佼者，而且一般来说，绝对的佼佼者，竟然是三极管连接中的 6P44S 光束四极管。 从声音处理的细腻程度来说，这款灯甚至超过了应该排在第二位的6C4C三极管。 表中给出了在限制之前的最大信号处测量的阳极电流 6P44S 的谐波成分。
推荐的灯工作模式：UAK = 250 V，IA ≤ 90 mA，RH = 2450 Ohm，UCK = -34...-37 V，RK = 400 Ohm。 该灯串接后的输出功率为5W（经过变压器后测得，损耗高达8%）； 这是 6С4С 三极管输出功率的一倍半。 顺便说一句，一些文章给出了 6C4C 灯高估的输出功率值：5、10 甚至 20 W 事实并非如此：在 A 类模式下，阳极消耗的标称功率为 15 W（250 V）和 60 mA），6C4C 三极管的输出功率为 3,7 W（不包括变压器损耗）。 相同的功率值在[6，p.132]中给出。 6]。 44P36S 的控制信号幅度为 43 V，而 6S4S 的控制信号幅度为 XNUMX V 接下来，我们当然要提到著名的300V三极管。 就“音乐性”而言，这款灯（由斯维特兰娜协会生产）略逊于6C4C三极管，但许多发烧友更喜欢它，因为它可以让你从单个灯获得至少8W的输出功率。 关于6P44S灯的使用还有一些建议。 要获得三极管放大模式，需要将灯的第二栅极通过100欧姆的电阻连接到阳极，否则射频处会出现自激。 为了增加输出功率，可以使用两个或多个6P44S灯并联。 但在这种情况下，绝对有必要根据参数 μ 来选择它们，并且工作点的差异不超过 1 ... 2%。 坡度匹配 (S) 是可选的。 每个灯在控制和第二栅极电路中必须有自己的“抗寄生”电阻器（电阻分别为 1 kOhm 和 100 Ohm），以及一个单独的自动偏置电阻器，在 470 处与 63 微法拉电容器并联。五、 顺便说一下，三极管不应该并联的观点是很有道理的。 然而，如果能够准确地选择μ的灯，则可以并联三极管，并且有大量证据证明这一点。 例如，深受许多人喜爱的 6S4S (2AZ) 灯，其圆柱体内部包含两个并联的三极管，而一些昂贵的 Audio Note 型号的输出级则位于两个并联的三极管上。 不幸的是，在三极管切换中不可能找到适合6P45S灯的模式。 轻松向负载提供 10 W 功率（超过著名的 300V 三极管），该灯的谐波频谱很差 - 从 2,5 W 功率开始，三次谐波会破坏声音。而且该灯的可靠性不是很好。 相反，6P44S 灯被证明是相当可靠的：一些样品已经工作了 15 年。 而且，在架设过程中，他们的阳极有时会发红，但这丝毫不影响他们下一步的工作。 专为稳压器设计的三极管（如 6S19P、6S3ZS、6N13S）由于明显的非线性不宜用于单端放大器。 当然，还有强大的三极管：211、845和国产GM-70，但这完全是不同的安全技术——阳极电压达到1000V以上，制作此类灯的输出变压器极其困难。在家里。 还有很多优秀的输出三极管由于价格过高而没有被研究涵盖：这些是西电制造的300V，2AZ的单阳极版本（有一个），与之类似的战前德国AD1 ，同时有国产三极管UB-180、现代W30B等。 驱动级灯必须提供大信号幅度和最小输出阻抗。 文章[4]列出了四种类型的双三极管：6N1P、6N2P、6N8S和6N9S。 事实上，这些三极管具有最长的线性部分特性，但就输出电阻而言，它们并不是最好的管子。 在许多情况下，6N23P 双三极管是最佳选择。 在正确的模式下（UA= 120 V，IA= 14 mA，UCK= -2,25 V，RA= 12 kOhm，RK- 160 Ohm），它可以非常线性地产生 57 V 的信号幅度，输出电阻仅为 2 ...2,5 .200 kΩ，从而提供约 80 kHz 的带宽。 但如果需要得到300V的信号幅度，例如搭建6V的三极管，当然最好使用8H6C三极管，模式如下：IA→6mA，UCK→- 1V，RK≤50kOhm，RA≤6kOhm。 还有一个很有趣的灯12FXNUMXP。 此灯中的三极管和五极管都有显着的特性 - 您可以进行实验。 电子管放大器最重要的节点是输出变压器。 由于某种原因，文献中没有提及其正确制造的一些秘密。 高品质放大器的变压器必须是多截面的这一事实可能对任何人来说都不是秘密。 由于某种原因，他们没有在任何地方写到应在初级和次级绕组的部分之间以及初级绕组的各层之间放置垫片以减少电容的事实。 此外，这些间隔物的厚度应当与待分离的层之间的应力的可变分量成正比地变化。 最好的垫片绝缘材料是 PTFE-4。 在极端情况下，并且作为附加材料，干燥的沃特曼纸是合适的，但不适合电容器纸，正如有时在一些描述中发现的那样。 间隔件的厚度和绕线段的数量是可以计算的，但由于其复杂性，本文仅给出一些具体的设计。 对于输出功率为 10 ... 15 W 的放大器，最好使用 OSM-0,25 kVA (SHL32x50) 变压器的磁路和框架。 必须拆卸变压器，第一层绕组所在的框架边缘必须倒圆，半径为 1,5 毫米，并且必须在其面颊上钻额外的引线孔。 必须非常小心地缠绕，每个部分都应包含从脸颊到脸颊填充的整数层。 以下是有关三极管连接中两个并联 6P44S 四极管输出级变压器的信息。 其初级绕组由四段325匝串联组成，总共1300匝直径为0,355毫米的导线。 每个部分由两层组成，两层之间有一个 0,2 毫米厚的 PTFE 垫圈。 电阻为 4 欧姆的负载的次级绕组由 77 段并联连接组成，每段 0,77 匝。 每节包含一层直径为 32 毫米的金属丝。 在该绕组的第二和第四部分上再缠绕两段，每段不带隔离片，每段由两根直径为 0,56 毫米的导线组成 3 匝（绕组的放置如图 XNUMX 所示）。
这些部分必须在匝之间有间隙地缠绕，以便获得从面颊到面颊的层的均匀填充。 所有 32 根 77 匝绕组并联，所得绕组与 109 匝绕组串联。 因此，对于 8 欧姆的负载，获得 1,3 匝的绕组。 在初级绕组的四段和次级绕组的五段之间有八个垫片，其厚度大约以算术级数变化，从 0,2 mm（第一个垫片）到 XNUMX mm（最后一个垫片），作为绕组之间的交流电压分量。 I 和 II 部分减少。 组装变压器时，需要将0,18 ... 0,19毫米厚的刚性绝缘垫片放入磁路间隙中。 具有这种变压器的输出级在小信号时可再现频带为 4 Hz ... 200 kHz，在最大功率时可再现频带为 20 Hz ... 200 kHz。 现在我们来谈谈电源变压器的设计特点。 由于放大器在 A 类模式下汲取的电流几乎保持不变，因此电源变压器始终提供大量功率。 书中给出的计算运行在带有滤波器的整流器上的变压器的方法要么太复杂，要么太简单。 下面是相当准确和简单的公式，用于计算在带有以大电容器开始的滤波器的整流器上运行的变压器。 让我们从最简单的公式开始。 变压器次级绕组的空载电压为 U2 = 220(n2/n1) [V] - 这是可以理解的，尽管最好依赖网络中的真实平均或最大电压。 让我们表示阻力 R=RB+RT。 其中 RB 是整流器的电阻（见下文），RT 是变压器的电阻，简化为次级绕组： Rt= R2+R1 (n2/n1)2，其中 R2 是绕组电阻： R1= 0,017 (Ii[m]/Si[mm2])。 下一步是计算电压降 VU。 它是通过两个方程组计算得出的： ΔU = √2·U2(1-cos φ); ΔU = 1,5I R(90°/φ)，其中 I 是放大器汲取的直流电流。 求解该方程组的最简单方法是通过拟合（迭代），将截止角 φ 在 20...30° 范围内作为第一个近似值。 所有滤波和级间电容器必须承受的变压器次级绕组空载电压的幅值由等式和第一个滤波电容器上的灯加热后的额定电压确定 U = √2 U2-ΔU - UB，什么是UB，见下文。 最后一个公式是变压器释放的热功率： P = 0,8 I ΔU(RT/R)。 在简化公式时，使用了一些近似值，但它们对误差的贡献通常小于网络中电压的实际形式的正弦之间的差异。 特别是，整流器的电流-电压特性被认为是线性的： U(t) = UB+RB I(t)。 对于硅二极管的整流桥，可以考虑RB=0，UB=1,5V，对于5TsZS整流桥，例如RB=160Ohm，UB=11V。 上述方法没有考虑灯白炽灯的绕组（绕组）。 它可以独立于升压绕组的计算而计算，将其中的电压损耗视为电流与其电阻的乘积，并考虑到初级绕组中有效交流电压的损耗通常约为2% 。 下一个重要问题是如何制造一个不会产生背景声的强大变压器？ 文章[7]考虑了变压器“嗡嗡声”的一些原因，得出了完全正确的结论，即每伏匝数比计算值需增加15…20% 。 该措施仅减少磁路的嗡嗡声，但并非总是如此。 相反，由负载绕组产生的声学背景随着匝数的增加而增加。 处理绕组嗡嗡声的方法出奇地简单——这就是分段，与输出变压器中的相同。 有时，将初级绕组放置在次级绕组的两半之间就足够了，并且声背景可以降低到可接受的水平。 电源变压器嗡嗡声的另一个可能原因是磁路与恒压元件的饱和，虽然恒压元件很小，但在网络中经常存在。 通常，这个原因仅在具有连续磁路的环形变压器中表现出来，并且饱和效应随着匝数的增加和初级绕组的电阻的减小而增加。 处理这种现象只有一种方法——在变压器初级绕组上串联一个滤波器，延迟直流分量。 功率高达 300 W 的网络变压器的滤波电路借鉴了 V. Shushurin [1.1] 开发的美国放大器 LAMM M8，如图 4 所示。 XNUMX、如果变压器功率更大，则氧化电容的容量必须按比例增大，电阻的阻值必须减小。
上图。 图1和图2示出了电子管单端放大器的两种实用电路：三极管连接时功率为10W，四极管连接时功率为12W。 第一个的输出变压器如上所述，而四极管的变压器组装在同一磁芯上，但绕组略有不同。 其初级绕组 - 1512 匝直径为 0,35 毫米的电线 - 由五部分组成：168、336、504、336 和 168 匝。 它们之间是四段电阻为 4 欧姆负载的次级绕组 - 77 匝直径为 0,77 毫米的电线，并联连接。 在该绕组的第二段和第三段上，没有间隔物，缠绕两段 32 匝直径为 0,72 毫米的导线，并联连接。 该绕组串联77匝绕组； 这就是获得 8 欧姆负载的次级绕组的方法。 初级和次级绕组之间、初级各层之间以及磁路间隙中的垫片与三极管放大器的变压器中的垫片相同。 对于 8 欧姆负载，输出端带有三极管的放大器的输出阻抗为 2,4 欧姆，而带有四极管的放大器则为 1,6 欧姆。 输出端负载为 4 欧姆 - 恰好是其两倍。 最后，关于信号电路电容器选择的注意事项。 为了在高质量放大器中使用，具有聚丙烯电介质（K78-6、K78-2）和纸电介质（K40U-9、MBM）的电容器最适合电压至少为 400 V。电容器（图6中的C2）-云母KSO-1。 氧化物电容应选用国外知名公司的产品（TC系列、SK Jamicon等）； 允许使用国产K50-35。 在电源滤波电路中，可采用电容器K50-20、K50-32。 文学
作者：A.Ivanov，伊万诺夫
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