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无线电电子与电气工程百科全书 灯还是晶体管？ 灯！ 无线电电子电气工程百科全书
什么是“高端”？ 这个问题不太可能有人能够明确回答。 事实上，这个概念纯粹是情绪化的。 创造出这样一条绝对能让所有人满意的电声路径是根本不可能的。 高品质声音再现发展新方向的特征之一是人们对在 AF 放大器中使用真空管的兴趣重新燃起。 这是因为，在对电子管和晶体管设备的声音进行比较听时，专家们越来越开始优先考虑其中的一种。 在《心理声学音质标准和UMZCH参数的选择》一文中，这些行的作者首次尝试在电子管的客观特性和AF电子管放大器提供的声音的主观感知之间建立联系。 让我们更详细地讨论这一点。
首先，让我们提醒读者一下AF放大器中使用灯的主要特点。 开启它们的方案有三种：共阴极（图 1a）、共阳极（图 1b）和共栅极（图 1c）。 四极子 U1 和 U2 有条件地指定图 1 中所示的每个的输入和输出电路。 XNUMX级联。 此外，四极杆必须以这样的方式构建：直流电可以流过灯的阳极电路，并且可以向相对于阴极的栅极施加必要的恒定偏置电压。 使用最广泛的放大级联，根据共阴极方案构建。 最简单的形式如图所示。 2.
众所周知，作为电路元件的灯的特性是由其电极电路中的电流和电压之间的依赖性决定的。 计算电子管放大器时，通常使用静态阳极-栅极特性：╡a = f(Uc)（Ua = const）且╡a=f(Ua)（Uc=const）。 这些特征的家族是相互关联的，因此拥有其中一些特征，您就可以构建其他特征。 这种三极管和五极管特性的示例在图3和图4中示出。 XNUMX和XNUMX。
灯的主要参数很容易通过静态特性来设定。 增益定义为在恒定阳极电流下阳极上的电压增量与栅极上的电压增量之比：m = ΔUa /ΔUC at la=const。 内阻定义为在栅极电压恒定时阳极电压增量与阳极电流增量之比： Ri= ΔUa/Δla 在 Uc=const 时。 灯的斜率是阳极电压恒定时阳极电流增量与栅极电压增量之比：S = ΔIa/ΔUc（Ua= const）。 现在介绍电子管在实际放大器级中的操作。 有条件地区分三种模式：A、B 和 C。在模式 A 中，选择工作点的初始位置，以便在具有实际信号幅度的情况下，它在灯的栅极特性的线性部分内移动。 在模式 B 中，工作点位于该特性的下弯处，而在模式 C 中，工作点位于弯头的左侧。 因此，在最后两种模式下，灯作为非线性元件运行。 灯的初始工作模式由其电极电路的电源电压减去这些电路元件上的恒定电压降来设置。 使用灯特性可以轻松找到电极电路中的电压降和电流。 我们不会详细讨论线性放大器级联中灯的操作的主要特征，也不会给出用于打开它的一个或另一个电路的主要计算公式，我们将让读者参考文献[1， 2]。 我们只注意到，电子管放大级联的特性实际上与晶体管上类似级联的特性相同。 然而，也存在差异。 首先，灯的陡度不取决于阳极的温度（在合理的范围内），而晶体管h21e的电流传输系数随着其晶体温度的波动而变化。 因此，在电子管放大器中，可以避免次低频信号调制并确保音频频谱低频部分的良好再现。 我们认为，人们对电子管放大器“低音弱”的误解是由于输出变压器和电源变压器的功率不足造成的。 其次，灯具。 与晶体管不同，它们是由电压而不是电流控制的。 这使您可以卸载电子管放大器中前一级的负载，从而减少其引入的非线性。 当然，我们不应忘记后一级的输入电容，该电容可能相当高。 因此，在 6N2P 灯的级联中，其最大增益值约为 73 pF。 但要对这样的容量进行充电，所需的电流比晶体管级的控制电流小得多。 第三，在引入信号的非线性失真方面，灯比晶体管更加个性化。 作为示例，我们展示了等效级中两个可互换灯 12AX7 和 6N2P 的输出信号的谐波失真水平（表 1）。
晶体管级的类似信息在作者发表于 12 年第 1987 期“Radio”的文章中指出。应该记住，在两种情况下改变模式都会导致谐波分量电平的重新分布。 现在我们来谈谈影响真空管放大器输出级提供的音质的因素。 让我们从电源开始，因为实践表明，任何放大设备的运行很大程度上取决于它。 由于在电子管放大器中安装稳压器是不经济的，因此对其电源的所有元件的要求增加。 为了消除网络线中的损耗，其电流负载不应超过2,5A/mm2截面。 在网络变压器的初级绕组之前，需要安装阻塞滤波器，以抑制侵入放大器的高频和脉冲噪声。 诚然，它并不能避免带有无功负载的家用电器（冰箱、吸尘器等）打开和关闭时穿透放大器的“咔嗒声”，但它可以防止强大无线电发射源产生的干扰。 应特别注意电源变压器。 其设计应确保抑制通过阻塞滤波器的干扰。 变压器主要有三种设计：铠装式、棒式和环形式。 应用最广泛的是W形磁芯的铠装变压器。 它们价格便宜、技术先进，但杂散场较大。 此外，在这种变压器上，很难实现消除拾波器和干扰，从而抑制家用电器运行期间的“咔哒声”。 环形磁路上的变压器没有这些缺点，但它们太贵了。 网络变压器磁路截面的选择及其绕组在其上的位置非常重要。 要提高音质，就要努力降低变压器的漏感和自电容。 特别要注意磁路上网络绕组的绝缘、屏蔽和位置。 因为任何寄生连接都会导致干扰从网络渗透到放大器中。 在选择磁路截面和变压器绕组线径时，必须考虑到流过负载在桥式整流器上的次级绕组的电流可达整流电流的三倍。 开发AF放大器的实践表明，实际的网络变压器相对于普遍接受的计算方法，磁路钢和绕组铜线的横截面应具有二至三倍的裕度。 电子管功率放大器对电源整流器没有与晶体管放大器类似器件不同的特殊要求。 除非灯应使用更高电压的整流器，否则灯的阳极电压明显超过为晶体管供电所需的电压。 然而，最近在整流器中使用二极管代替硅二极管已成为一种时尚。 事实上，整流管的开启更加平稳，并且由其整流的电流包含较少的高频分量，然而，良好的平滑滤波器和正确选择的安装拓扑使得设计基于硅二极管的优秀整流器成为可能。 换句话说，使用正确制作的硅二极管整流器，二极管整流器比它没有任何优势。 放大器电源的第三个主要元件是平滑滤波器。 在高质量 AF 放大器的电源中，最好使用氟塑料或聚丙烯电容器上的滤波器。 然而，这种电容器具有低比电容并且不能充分平滑整流电压的纹波。 对此，有必要在滤波器中安装氧化物电容器。 K50-27最合适。 建议使用几个并联的较小电容器代替一个大电容器，并用一个小型聚丙烯电容器并联氧化物电容器。 然而，最近出现了聚丙烯电容器K78-12。 K78-17和K78-20容量约为数十微法，设计工作电压为500V。 现在 - 关于决定声音对放大器本身的依赖性的因素。 选择单端或推挽功率放大器电路时，通常要考虑以下优点和缺点。 单端放大器输出信号中包含的谐波对于主观感知来说不太明显； 这种级联在高频音域中提供更柔和的声音；它们的电路和设计更简单。 单端级联的缺点之一是效率低 (15...20%)。 其结果是，输出功率低，对电源电压的纹波水平和稳定性要求高，再现较低音频的困难。 这些缺点中的最后一个与单端功率放大器的输出变压器的磁路的恒定磁化的存在相关。 这导致磁芯的导磁率降低，从而导致输出变压器的初级绕组的电感降低，并且其频率响应的截止频率增加。 尝试通过增加初级绕组的匝数来增加电感收效甚微，因为偏置增加并且电感的实际增加将是微不足道的。 另外，随着绕组电阻的增加，其上损失的电压也会增加，效率也会降低。 通过增加磁路的横截面可以改善再现较低声音频率的情况，这也是许多单周期电子管放大器设计者所追求的目标。 推挽式功率放大器可以更好地再现较低音频，因为其输出变压器中的磁路没有永久磁化。 此类放大器具有较高的效率和输出功率，它们对电源的参数要求不高，需要更简单的输出变压器。 然而，推挽放大器以较低的精度再现较高的音频，并且具有更复杂的电路。 为了获得不失真的声音，推挽输出级的灯的相同特性非常重要。 通常根据陡度和闭合电压来选择它们，但是，经验表明，仅根据这些参数来选择是不够的。 因此，当输出灯的电流不平衡时，会发生频率为100Hz的输出信号的谐波的幅度调制。 即，例如，当放大频率为 1000 Hz 的信号时，放大器的输出处将出现频率为 900 和 1100 Hz 的分量。 这会导致出现额外的、我们敢向您保证的、可听见的失真。 当然，随着不平衡，非线性失真的整体系数也会增加。 最近的研究表明，必须根据电流-电压特性的共有性来选择泵对，并且在整个工作电流范围内精度不低于5%。 考虑到众所周知的优点和缺点，在功率放大器中使用 OOS 的问题是可以解决的。 假设 OOS 的优点为读者所熟知，我们只会说没有 OOS 的放大器可以再现更好的较高音频和较差的较低音频。 其特性高度依赖于灯和其他电路元件的参数稳定性以及电源的特性。 安装时需要更加仔细的考虑。 放大器输出级的参数很大程度上取决于其中运行的灯。 首先。 考虑到灯的特性，有必要决定哪一个最适合在放大器中使用 - 三极管或五极管（四极管）。 例如，与五极管相比，三极管提供更好的增益线性并且具有更低的内阻，但它们的增益较低，并且由于阳极电压使用不当，它们不允许您获得更多的输出功率。 正如已经指出的，电子管在提供的音质方面更加个性化。 我们展示了（表 2）在 A 模式下运行的 EL-34 灯上没有反馈的单周期功率放大器的输出信号的谐波频谱，其输出信号幅度对应于 1 W 的功率。 一次谐波的电平取XNUMX dB。
从表中可以看出，同一类型的灯上的放大器级，即使来自同一制造商，其输出信号的谐波频谱也不同，这意味着它们提供的声音也会不同。 功率放大器工作模式的选择通常并不困难。 最好使用模式 A，因为它提供更少的失真和更好的声音。 解决放大器输出级的电路设计问题要困难得多，但这将在下一篇文章中讨论。 我们先来认识一下工作在A模式的单周期输出级功率放大器的电路。其典型电路如图5所示。 XNUMX. 图中所示级联采用三极管，但也可以使用四极管或五极管。
为了分析三极管上单周期级联的主要特性，我们使用图 6 所示的级联。 1 系列理想化灯阳极特性。 充分利用阳极电压时，工作点B应位于负载线AB的中间，静态电流为Iao，静态电压为Uao。 控制电网上正弦电压的幅度 - Umc，阳极上 - Ima 级联给负载的功率，Р = 2/2 (lma Uma)，以及它从电源消耗的功率，Po =老乌奥。 从这里很容易找到在模式 A 下运行的级联效率，No \u0d P / Po \uXNUMXd / XNUMX (lma Uma) / Ino Uno，以及灯阳极消耗的功率，P \uXNUMXd PXNUMX - P_ 。 由于在休息模式下，灯传送到负载的功率为零，因此选择该级的静态电流，使得它从电源消耗的功率不超过灯阳极消耗的最大允许功率。
我们所考虑的级联中阳极负载的功能是由输出变压器来执行的，考虑到其效率，直接提供给扬声器头的功率，Pn = ntrP_如果初始功率为Рn，则使用相同的公式，您可以确定在这种情况下应为三极管提供给负载的功率：Р_=Рн/mтР。 上图。 图7示出了根据放大装置的理论已知的给予负载的功率P_的依赖性。 效率 - 三极管级联的数量和谐波系数 -Kg，由比率 Rv / Ri 得出。 通过分析这些依赖关系，我们可以得出以下结论： - 三极管放大级给负载提供最大功率，阳极负载电阻Ra=2Ri； - 级联效率随着 Rn/Rё 接近 0,5 的增加而增加； - 增加三极管阳极负载的电阻有助于减少级联引入的非线性失真。
因此，为了同时获得大的P_、足够高的效率和低的Kg，希望Ra/Ri比在2…4的范围内。 在输出级使用四极管或五极管的情况下，这些相关性的性质会有所改变。 已知三极管阳极电流对阳极和栅极电压的依赖性由关系式la=(Uc--Ua/m)3/2描述。 这使得具有灯的阳极特性的设计者能够非常明确地选择其操作模式。 对于四极管和五极管，这样的方程还不存在。 本文的作者尝试为我们公司使用的光束四极管 6P45S 推导出类似的公式。 分析的结果是，得到比率 Iа=1,8[1-1/(0.0012Ua2+ +1)](Uc/45+1)2，它描述了该灯的行为，但是，仅在电压其屏栅U3等于175V。在其他电压下，应将表达式(Ue+0,5)-(U3-175)代入公式中，而不是Uc。 对于其他四极管或五极管，上述比例中的系数将具有不同的含义。 使用该方程，您不仅可以确定所选灯工作模式的谐波系数，还可以使用频谱分析方法确定放大信号的谐波频谱，并根据主观声音感知的标准对其进行优化。 五极管和四极管工作分析的传统方法（五坐标法）给出了相似的结果。 上图。 图8示出了P_和Kg中的参数对6PZS五极管的电阻Ra的依赖性。 从图中可以看出，一开始，随着Ra的增加，功率P_增加，Kg减小，但一旦Ra等于3.4 kOhm（对于其他灯这个值会有所不同），功率就开始增加减少，Kg 增加。 换句话说，三极管对Ra的选择不太重要。 比四极管和五极管。 很难说这对音质有何影响，但三极管的输出级可能比四极管或五极管的输出级听起来更舒适。
另一方面，在最大功率模式P_下基于五极管和四极管的级联具有更高的（0.35...0.4）效率。 比三极管级联（0,15...0.25）。 现在让我们考虑安装在以模式 A 运行的单周期 UMZCH 中的输出变压器的特征。众所周知，在这些阶段中，变压器磁路存在恒定磁化，这可能导致其磁导率下降初级绕组的电感减小，伴随着低频频谱的可再现频带变窄。 由封闭钢磁路线圈的电感确定公式如下（L=1,26nSmW2/Lc -10-8，Hn。其中m为磁路的磁导率；SM为线圈的横截面）磁路，cm2；W为线圈匝数；Lc为平均磁力线长度，cm），可以通过增加变压器初级绕组的匝数来增加变压器初级绕组的电感。匝数和磁路的横截面。 然而，匝数的增加伴随着偏置的增加，磁路横截面的增加导致变压器的尺寸和重量急剧增加。 另外，电感实际上增长得很慢。 我们通过下面的例子来说明选择变压器磁路和初级绕组匝数的过程。 假设我们需要对输出灯阳极电阻 Ra = 2 kOhm、阳极电流 1a = 0,2 A 和有用功率 P_ = 24 W 的放大器级执行此过程。 已知输出变压器初级绕组所需的电感由公式L±0,3Ra/fn,H确定，这意味着如果我们希望工作频率范围限制在fn±20Hz，那么我们必须提供电感L≥0,3 2 10 3 /20=30 Gn。 当使用只能容纳非常确定的匝数的 PL25x50xb5 磁路时，初级绕组电阻与阳极电阻之比 Ro6 / Ra = 0,3 是可能的。 具有大横截面的磁芯 PL25x50x120 可以将该比率降低到 0,25，PL32x64x16 可以降低到 0,2。 容易看出，磁路横截面增加三倍导致Ro6/Ra比值从0,3下降到0,2，并且要获得良好的低频音域，这个比值应该等于0,1，否则，由于初级绕组电阻过高会产生压降，导致输出级的效率降低。 如果可再现频率范围限制在 30 Hz 频率，则初级绕组的电感将减小至 20 H，在这种情况下，当使用磁路 PL25x50x65、PL25x50x120 和 PL32x64x160 时，Ro6 / Ra 比率将为分别等于0,23、0,14和0,13。 这也大于所需的 0,1。 为了仍然获得所需的比率，建议增加输出灯的阳极电压，然后，在传输到负载的恒定功率的情况下，可以减少阳极电流，从而减少输出变压器。 此外，可以将可再现频率范围的较低频率提高到40Hz，并通过使用具有低内阻Ri的灯来降低阳极负载电阻Rn。 现在让我们继续考虑推挽输出级的特性（图 9）。 该级联对到达其输入的反相信号的对称性提出了严格的要求。 这些要求必须通过反相级联来满足。
从保证输出信号对称性的角度来看，最好是用两个三极管按平衡电路连接制成反相器（图10）。 其对称性取决于反相灯阴极电路中电流发生器的参数。
为了说明这一说法，我们提出了与发电机一起运行的反相器输出信号的谐波频谱和非线性失真系数，其等效电阻为 11 和 30 kOhm（见表）。
测量针对三相逆变器输出信号电平进行：最大 (+20 dB)、标称 (+10 dB) 和最小 (0 dB)。 很容易看出，随着发生器的等效电阻从 11 kΩ 增加到 30 kΩ，由反相器的对称性决定的输出信号的谐波系数几乎下降了两倍。 作为电流发生器，您可以使用灯、晶体管或传统电阻器。 应特别注意推挽输出级灯对的选择。 这样做非常重要，因为不平衡会导致放大器输出处的整体失真显着增加，以及由于电源纹波抑制程度下降而导致频率为 100 Hz 的谐波幅度调制，从而导致是所有平衡阶段所固有的。 文章作者最近进行的研究证实，需要根据电流-电压特性的一致性来选择灯对，在整个工作电流范围内，精度不低于 5 ... 2%。 要计算在模式 A 下工作的推挽输出级，您可以使用计算单端级的公式，只需将功率 P_ 加倍即可。 在模式 B 下运行的情况下，计算过程略有变化[3]。 如图所示。 如图 11 所示，输送到负载 P_ 的功率和效率对 Ron/Ri 比率的依赖性也证实了这样一个事实：在给定阳极电压和在没有电网电流的模式 B 下运行时，三极管在阳极处输送最大功率负载电阻等于其内阻Ri。 B模式下三极管推挽输出级的效率随着Ron的增加而增加，趋于0,785。
在推挽输出级中使用五极管或四极管的情况下，在模式 B 下工作时，它们最有利的负载是负载特性穿过静态阳极特性曲线的负载，在控制栅极上的电压下获取UC = 0。 在这种情况下，灯向负载提供的功率和级联的效率接近最大值。 模式B中推挽级联的一个臂的阳极负载电阻小于模式A中的，并且通常在(0.04...0.1)Ri范围内。 否则，五极管上的推挽级联的计算方式与三极管上的推挽级联相同。 需要注意的是，在真正的高品质3H放大器的输出级中，从不使用纯模式B，因为该模式会出现固有的“阶跃”型失真。 优选AB模式。 灯以一定的初始偏移运行，从而消除了这些扭曲的出现。 选择 B 模式级的输出变压器比 A 模式级更容易，因为不存在与磁路永久磁化相关的问题。 为了最大限度地减少漏感，可以通过对变压器的两个绕组进行分段来实现。 总之，我想提请大家注意输出阻抗这样的放大器参数。 可以通过公式确定：Rout=[(Uxx/Uh)-1]Rh。 其中 Uxx - 放大器输出端的空载电压，V； Uh——放大器负载上的电压，V； Rh 是负载电阻。 欧姆。 该参数最全面地表征了放大器输出电流对输出电压的依赖性。 上图。 图12显示了包含适合于消除这种依赖性的测量仪器的图。 必须在不同的频率下进行测量。 这种关系应该尽可能是线性的。 通过引入足够深度的 FOS 来校正非线性。
前置放大器是根据两通道电路制成的，由传统电子控制单元的磁性拾音器、CD播放器和其他低频信号源运行。 它提供精细补偿的音量控制、较低和较高声音频率的音调控制以及立体声平衡调整。 该放大器有两个输出和插座，可与立体声电话一起使用。 磁带录音机可以连接到其中一个输出，外部 UMZCH 可以连接到另一个输出。 放大器的基本技术特性。 标称输入阻抗：磁拾音器 - 47、CD 播放器 - 10、通用 - 100 kOhm； 再现声音频率范围 - 7...90000 Hz； 较低和较高声音频率的音调控制范围 - 6 dB； 噪声水平（加权值） - 磁性拾取放大器校正器输出端 - 73，线性放大器 - 97 dB； 输出电阻 - 至少 1 kOhm； 立体声通道分离频率为 10 kHz - 不低于 40 dB，负载为 47 kOhm 时的最大输出信号 - 不低于 25 V (rms) 前置放大器模块的连接图如图13所示。 1. 它由四个功能完整的块组成：高通滤波器（A2）、音量控制响度元件（A3）、双通道放大器（A4）和电源（A1）。 模块外部有五个输入 (XS5-XS6) 和三个输出 (XS8-XS1) 插孔、三个开关（输入 - SA2、高通滤波器 - SA3、响度元件 - SA9）、立体声平衡控制（R10、R11） 、音量控制（R12、R13）、低（R15、R14）和高（R16、R1）声音频率、显示元件（HL15-HLXNUMX）、电涌保护器和电源开关。
放大器外壳的前面板上有音量、音调和立体声平衡控件、电源开关、高通滤波器指示灯、响度开关、输入开关和电话插孔，背面有输入和输出插孔和接地插孔。 来自磁性拾取器 XS2 输入的信号被馈送到校正放大器的输入，并从其输出馈送到输入开关 SA1。 来自所有其他输入的信号也被馈送至此处，然后进入高通滤波器 R1R2C1（板 A1 L、A1.2）。 滤波器设计用于限制较低音频频率 (<18 Hz) 一侧的声谱，如果需要，可以通过 SA2.0 开关关闭。当滤波器打开时，HL1 LED 会发出信号。 通过这些开关和单独的 R9 立体声平衡控制。 R10 输入信号进入音量控制 11、R12，然后进入 3H 前置放大器（板 A3.1 和 A3.2）的输入。 使用开关SA3，响度元件R11、R12、C1可以连接至电阻器R2、R1的抽头。 C2和R3。 R4。 C3、C4（板 A2.1 和 A2.2）。 从前置放大器的输出（引脚 19、16 板 A3.1 和 A3.2），放大的信号被馈送到输出插孔 XS7 以及连接到电话插孔 XS8 的电话中继器的输入。 XS6 输出插孔连接到立体声平衡控制，并在将信号录制到磁带录音机时使用，如上所述。 其中一个前置放大器通道（板A3.1）的示意图如图14所示。 14. 第二个通道与其完全相同。 其委员会的结论显示在第一通道结论旁边的括号中（图 3.1）。 AXNUMX 板上安装了磁性拾音校正放大器以及线性放大器和电话放大器。
当使用磁性拾音器工作时，来自 XS2 插座（图 13）的输入信号通过无源高频校正电路 R2C1 馈送到三级校正放大器的输入。 它的前两级是根据通常的电阻电路在VL1双三极管上制成的，在阳极电路中带有负载。 第三级按照阴极跟随电路组装在VL2.1灯上，这有助于其与线性放大器的良好匹配。 为了稳定该级联的工作模式，使用了 R8R9R12 电路。 校正放大器的标准频率响应是通过两个频率相关电路获得的：无源 R2C1 电路和 OOS 电路，其电压取自放大器输出并通过 R10R11C4 元件馈送到 VL1.1 的阴极。 10 个输入灯。 来自校正放大器输出（A3.1 板的引脚 1）的电压提供给 SA12 输入开关，然后以通常的方式提供给线性放大器的输入（A3.1 板的引脚 XNUMX）。放大器。 磁拾音器校正器在频率1000 Hz时的增益 - 38 dB； 加权信噪比 - 72...74 dB； 使用 R2、R5、R10、R11、C1、C4 元件时频率响应与标准的偏差，容差为 1% - 不超过 1 dB。 线性放大器与校正放大器一样，是三级的。 三极管VL3.1和VL3.2的级联 VL3灯按照电阻放大器的方案组装。 其中第一个通过电阻器 R15R16 被本地 OOS 电路覆盖，从而降低了其输出阻抗。 第三级是阴极跟随器。 其输出电压被馈送到 XS7 输出插孔和电话放大器。 音调控制 R13 (LF) 和 R14 (HF) 与元件 R19-R23 和 C9-C11 一起工作在公共 OOS 电路中。 线性放大器增益 - 20 dB； 信噪比的加权值为97...99 dB。 电话放大器是根据晶体管VT1-VT4上的复合射极跟随器的方案制成的。 其负载的电压提供给电话插孔 XS8（见图 13）。 前置放大器电源原理图如图15所示。 1、交流电源电压通过专用高频噪声抑制滤波器L2L1C2C4和电源开关SA1提供给它。 网络变压器 T5 在三个整流器上运行。 阳极电压整流器由连接在桥式电路中的VD8-VD18二极管组成。 整流后的电压供给纹波平滑滤波器R11C14-C16R1，然后供给晶体管VT1和齐纳二极管VD2、VD12上的电子滤波器。 后者可以保护晶体管在电源打开时不被击穿。 该滤波器的工作模式由调谐电阻器 R1 设置。 电子滤波器的输出端包括无源 RC 滤波器 R1C2、R2C3、R3C4 和 R4CXNUMX。
灯丝电压整流器采用VD9-VD12二极管组装而成。 直接从其输出(在平滑电容器C15、C16之后)通过电阻器R5向白炽指示灯HL2-HL15供电。 放大灯的灯丝电压预先供给晶体管VT2、VT3上的稳压器。 稳定电压（+6,3V）的精确值由微调电阻R6设定。 为电话放大器供电的电压（-6,3V）经二极管VD13-VD16整流后，经过纹波平滑电容器C17、晶体管VT4、VT5上的稳压器，进入A1的晶体管VT4-VT3的电极。前置放大器板。 放大器的主要模块安装在尺寸为 475X112x400 mm 的金属底盘上。 在所有块中，使用恒定电阻器C2-23和C2-33以及调谐电阻器SP4-1。 放大器板 (A3.1) 上的电容器 K71-7 (C1、C4、C13、C16)、K73-17 (C2、C5、C14)、K78-2 (C3、C6、C7、C15)、K77-7安装（C9-C11、C13）、K50-24（C8、C17、C18）、KD-2（C12）； 电源板上（A4）-K73-17（C1-C4、C6、C7、C10、C18-C20）、K50-24（C5、C8、C9、C15-C17）； 在响度板 (A2) - PM-2 (C1 ... C3) 和 K71-7 (C2. C4) 上； 高通滤波器板上（A1）-K71-7（C1）； 区域外 - KM-5 (C1-C7) 和 K73-17 (C8-C9)； 在网络过滤器-K73-17（C1、C2）中。 SPZ-30 电阻器用作立体声平衡控制，SPZ-30 用作音量控制，SPZ-30 用作音调控制。 前置放大器的网络变压器制作在磁路Ш26Х52上。 绕组 1-3-5-7 包含 2x404 匝 PEV-2 0,315 电线； 缠绕 2-4 - 1078 匝电线 PEV-2 0,08； 绕组 10-12 - 36 匝电线 PEV-2 1,41； 绕组 6-8 - 31 匝电线 PEV-2 0,315。 屏蔽绕组由 20 匝 PEV-2 0,1 线绕成一排组成。 扼流圈 DM-3（LI、L2）安装在线路滤波器中。 电源开关SA4-PKN-41，高通滤波器开关SA2-PKN61。 其他开关 SA1、SA3 - PGK。 “Valancon”制造的功率放大器“UM-01”既可以通过其自身的放大器（参见“Radio”，1998年，第3期，第19-21页）运行，也可以通过外部前置放大器运行。 其灵敏度为0,775V； 额定输出功率 - 2x100 W；最大短期 - 2x200 W； 可再现频率的标称范围 - 7...90 000 Hz； 20 ... 20 Hz 范围内的频率响应不均匀性 - 不超过 000 dB； 信噪比——不低于3 dB； 尺寸 - 97x475x160 毫米； 重量 - 400公斤。 该放大器设计用于连接电阻抗为 34 和 4 欧姆的扬声器。 UMZCH 块的连接图如图 17 所示。 1. 来自 XS1 插孔的输入立体声信号通过电平控制 R2 和 R1.1 进入线性（A1.2、A2.1）板，然后进入终端（A2.2、A3）1H 放大器。 后者加载在输出变压器T2、T2上，音响系统可以通过插座XS3-XSXNUMX连接到输出变压器TXNUMX、TXNUMX的次级绕组。
安装在A1.1板上的线性放大器的通道示意图如图18所示。 1.1. 放大器的第一级由 VL3 三极管构成，根据方案与阳极电路中的负载连接。 该灯的阴极电路（A1.1板的第6脚）通过R4C1电路从输出变压器T6的次级绕组接收公共OOS的电压。 其深度与输出变压器的参数和现场连接的拓扑严格相关。 通过该放大器中使用的 45P5S 输出灯，可以确保放大器在 15 ... 5 dB 的 OOS 深度下具有足够的线性度。 放大后的电压从三极管VL1.1的负载电阻R2提供给VL1.2灯的三极管的栅极，该灯以反相器级联方式工作。 该灯的阴极电路包括一个由 VL15 三极管制成的电流发生器。 本系列之前发表的一篇文章详细描述了他的任命。 反相器级模式由调谐电阻器R2根据VL13灯阳极处的最大信号幅度来设置。 元件R9C5C4校正功率放大器的频率和相位特性。 它们的额定值取决于特定的输出变压器，并以能够获得指定特性的足够均匀性的方式进行选择。 电阻器R17、R1和电容器C2、C7、C8、CXNUMX对线性放大器灯的电源电压提供额外的滤波。 从反相器级的输出（A7 板的引脚 8、1.1），3H 信号被馈送到五极管上的推挽式最终功率放大器（A7 板的引脚 8、2.1）的输入VL5、VL6（图19）。 偏置电压由电压为 -120 V 的外部整流器提供给控制栅极。灯电流由微调电阻器 R1 和平衡调节器 R2 设置。 灯的阳极（vyv.23、24）连接到输出变压器T1的初级绕组。 A1.2 和 A2.2 板上安装的放大器的通道图与所描述的类似。 这些委员会的结论如图所示。 括号内为 18、19。
功放电源（A3板）原理图如图20所示。 1、市电电压通过高频噪声抑制滤波器L1L2C3C4和SB1开关提供给电源变压器T420。 五个整流器连接到变压器的次级绕组。 从电压为 +2 V (VD5 - VD400) 的整流器为反相器级供电，+6 V（VD9-VD10 和 VD13-VD175） - 输出级灯的阳极电路，+14 V (VD17-VD120) - 线性放大器的第一级和输出级灯的栅极屏蔽电路，-18 V (VD21 - VD14) - 输出级的灯的栅极偏置电路和线性放大器的电流发生器的灯。 所有整流器都是根据桥式电路制作的。 为了抑制高频干扰，二极管与电容器C3-C2并联。 作为平滑纹波的元件，使用了氧化物电容器C7-C11、C12、C0,1，并与容量为120μF的电容器并联。 整流器的输出端安装有稳压二极管VD1，电压为-XNUMXV。
所有功率放大器灯的灯丝均由来自T13网络变压器的单独绕组14-1的交流电供电。 功率放大器安装在五块板上（A1.1、A1.2、A2.1、A2.2 和 A3）。 板外有输入和输出插孔、信号电平调节器、输出和电源变压器、OOS 电路元件 C1、C2、R3、R4（见图 17）、高频噪声抑制滤波器、电源开关和一个附加插座 XS1（图 20）。 所有固定电阻均为 C20-23 和 C2-33。 线性放大器采用电容K50-24(C3)、K73-17(C2、C7)； K71-7 (C9)、K78-2 (C10、C11)。 所有其他功放氧化电容器均为K50-27，电容器、整流器并联二极管和平滑滤波器均为K73-17。 信号电平调节器R1、R2（见图17）-SPZ-4M，调谐电阻R15（见图18）和R1、R2（见图19）-SP4-1。 输出变压器采用 Ш32Х64 磁路制成。 初级绕组 5 - 1 和 1 - 6 各包含 444 匝 PEV-2 0,45 电线。 次级绕组被分段，每段包含 26 匝 PEV-2 1,32 电线。 网络变压器采用Sh40X80磁路。 初级绕组 1-2 由 344 匝 PEV-2 1,0 线组成。 次级绕组包含： 3-4 - 464 匝电线 PEV-2 0,16； 5-6 和 7-8 - 450 匝电线 PEV-2 各 0,45； 9-10 - 195 匝电线 PEV-2 0,16； 11-12- 156 匝相同电线，13-14 - 11 匝PEV-2 2,5 电线。 文学
作者：V. Kostin，莫斯科
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