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无线电电子与电气工程百科全书 超线性UMZCH，深度环保。 无线电电子电气工程百科全书
是否有可能使用国产元件制造出一款可以成功与任何品牌产品竞争的放大器？ 发表文章的作者对这个问题做出了肯定的回答。 此外，在 UMZCH 中，他使用了双极晶体管和运算放大器。 在家用元件上，这种具有深度和宽带反馈的超线性放大器可为 150 欧姆负载提供高达 4 瓦的长期功率。 使用进口元件，您可以将 8 欧姆负载的功率提高至 250 瓦。 能工作于复杂负载，具有输入、输出过载保护。 UMZCH 互调失真非常小，以至于作者被迫在射频上进行测量。 作者开发的设计和印刷电路板是宽带设备“布线”安装教学的样本。 前段时间，在音响发烧友和业余无线电爱好者中，普遍认为真正高品质的UMZCH必须用灯制作。 人们提出了许多论据作为理由。 然而，如果我们把那些完全牵强的东西去掉，那么就只剩下两个了。 首先，电子管放大器带来的失真是悦耳的。 其次，电子管放大器中的非线性更加“平滑”，并且产生的互调产物显着减少。 必须说，这两者都是经过实践证实的。 此外，长期以来甚至出现了一种特殊的声音处理设备 - 激励器，其作用正是基于将偶次失真引入频谱的高频部分。 在某些情况下，激励器的使用可以改善第二或第三计划的乐器和声音的发展，从而为声场提供额外的深度。 放大器中的类似效果可能令人愉悦，有时甚至有用。 尽管如此，引入“好听的”失真仍然是音响工程师的特权，而不是 UMZCH 本身的特权。 至于实现声音再现的保真度，从这个角度来看，有必要实现消除放大器和扬声器引入的失真。 先前的文章 [1] 中讨论了减少扬声器引入的失真的主题。 在这里，我们将重点关注具有低输出阻抗的“经典”UMZCH，因为它们仍然比具有“电流”输出的 UMZCH 更通用。 乍一看，以当今的技术水平，设计一个“透明”的放大器似乎并不困难，而围绕这个问题的争论只是广告炒作的结果。 在某种程度上，这是正确的：如果你组织了一个无可挑剔的 UMZCH 的大规模生产，那么一段时间后，在我看来，生产这些放大器的行业将仍然没有销售。 这些生产线的作者必须开发用于测量设备的电子管和晶体管精密放大器，维修和调整各种设备（大部分是外国制造的）。 自然地，测量参数并评估结构。 不仅通过标准（针对音频设备）方法，还通过信息更丰富的方法，特别是通过使用多音输入信号分析输出信号的频谱。（在这种情况下，信号被馈送到放大器）输入，由近似等幅的正弦曲线之和组成，与某组互质（即没有公因数的数字）成比例。） 类似的技术广泛用于控制长距离电缆通信技术中使用的放大器，因为对通过它们的信号频谱的“无污染”要求非常严格（数千个此类放大器串联在一起）通信线路，以及它们的扭曲总结）。 例如，K-10800 系统的放大器在约 110 MHz 的频带内具有小于 -60 dB 的互调失真水平。 显然，获得这样的特性并不容易：这种放大器的开发人员的资质必须非常高。 不幸的是，音频制造商似乎满足于技术水平较低的设计师，但 Neve 和 Amek 录音控制台的设计师 Rupert Neve 可能是个例外。 我注意到最新的 Niva 调音台 (9098i) 受到了录音专业人士的热情评价，它是完全固态的，其放大器具有非常大的反馈深度。 值得注意的是，尼夫曾经开发过许多台灯控制台，其中大部分被认为是参考。 因此，作为一个比较细心的人，作者得出的结论是，在很多情况下，大多数半导体，甚至电子管UMZCH的实际工作质量，都比使用测量结果得出的要差得多。音频设备的标准方法。 据了解，其中许多是在商业环境的压力下采用的，与生活现实相去甚远。 一个很好的例子是 R. Dolby 在描述他提出的 CCIR/ARM2K 方法的文章中提出的噪声测量方法的要求列表。 该列表中的第二项是“......商业可接受性：如果从测量中获得的数据比使用现有技术差，则任何制造商都不会使用新技术......”。 R. Dolby 提议用平均整流值计代替峰值计，将参数提高了约 6 dB，并且加权滤波器增益减少了一倍，导致总“增益”达到 12 dB。 毫不奇怪，这项技术受到了许多制造商的热烈欢迎。 在测量非线性失真时，经常会使用类似的“技巧”：放大器护照中的条目 - “0,005 Hz - 20 kHz 频率范围内的 20% THD”通常仅表示具有某个频率的信号的谐波落入上述带宽的 1 kHz 频率不应超过指定值，但它没有说明 15 kHz 频率下的失真情况。 一些制造商认为，在测量失真时将负载连接到放大器是完全可选的，而在护照上他们用小字注明：“...在4欧姆负载下对应于XX瓦功率的输出电压……”。 对于在 0,01 kHz 频率下规格为“小于 1% THD”的放大器，在实际负载（带有电缆和扬声器）下工作，根据非常温和的 SMPTE 标准显示互调失真也并不罕见（频率为60Hz和7kHz的两个正弦信号，其幅值之比为4：1，测量结果为高频信号-低频信号幅值调制的相对值。） 0,4 ... 1% 的水平，有时甚至更多。 换句话说，当在实际负载上工作时，互调失真已经处于中等高频，远高于臭名昭著的谐波系数。 类似的现象也是电压反馈覆盖的许多灯UMZCH的特征。 当分析由这种放大器放大的多音信号的频谱时，会发现许多组合分量。 它们的数量和总功率随着输入信号分量数量的增加几乎按照阶乘定律增加，即非常快。 当用耳朵播放音乐时，这被感知为“脏”、“不透明”的声音，通常称为“晶体管”。 此外，失真程度对信号电平的依赖性并不总是单调的。 碰巧的是，当有用信号的电平降低时，失真产物的功率并没有降低。 显然，在此类设备中，放大器特性（谐波系数、频带）的通行证集除了制造商的足智多谋之外并没有表明任何其他内容。 结果，普通消费者常常发现自己处于一种“被戳中的猪”购买者的状态，因为他在购买前不知何故未能正常倾听（对比）。 当然，并非所有事情都那么令人沮丧——在表壳颜色、尺寸和重量方面，几乎所有重视自己品牌的公司都表现得完美无缺。 这绝不意味着市场上根本没有值得关注的 UMZCH - 虽然数量很少，但它们确实存在。 在作者有机会使用过的所有工业放大器中，旧的“Yamaha M-2”似乎是最“准确”的（现在在日本他们不这样做）。 但它的价格相当高，而且它不是为4欧姆负载设计的，而且它的输出晶体管的工作违反了技术规范的要求。 在业余爱好者中，A. Vitushkin 和 V. Telesnin 的放大器给人留下了很好的印象[2]。 它的工作效果显然比 UMZCH VV [3] 更好（“透明”）。 另一个优秀的放大器是来自 PMI 的 M. Alexander [4]。 然而，所有这些放大器都没有完全实现元件基础在真实失真水平、速度和再现性方面的能力。 出于这些原因，以及出于工程声望的原因，本文作者更愿意开发自己的 UMZCH 版本，这将反映元件库的真实功能（包括俄罗斯和独联体国家可用的元件库），并且将易于重复。 同时，还开发了使用进口元件基础的“商业”版本 - 具有更强大的功能和更大的输出功率。 开发的主要目标并不是实现高“通行证”特性，而是确保在实际操作条件下尽可能高的质量。 由于电路和设计优化，自动获得了出色的参数值。 所提出的 UMZCH 的主要特点是通过许多电路和设计措施实现的宽带。 这使得在 OOS 环路中获得约 6 ... 7 MHz 的单位增益频率成为可能，这比大多数其他 UMZCH 设计高一个数量级。 因此，整个音频频段可实现的 FOS 深度超过 85 dB（频率为 25 kHz），频率为 100 kHz 时，FOS 深度为 58 dB，频率为 500 kHz - 30 dB 。 全功率带宽超过 600kHz（失真率约为 1%）。 以下是 UMZCH 的主要特性（测量失真和转换速率时，输入滤波器和软限幅器被禁用）。
该放大器（图 1）由以下组件组成：截止频率为 48 kHz 的二阶输入低通滤波器、“软”信号电平限制器、功率放大器本身、输出 LRC 电路以及作为自动直流平衡和线电阻补偿的级联（四线负载连接图）。 另外，在UMZCH求和点处设有辅助信号放大器。 在放大器的反相输入端出现明显的电压（由并联反馈覆盖），表明反馈环路中的跟踪受到破坏，从而导致失真，无论其原因是什么。 这个附加放大器将失真信号放大到失真指示器工作所需的水平。
放大器的信号路径使用 KR140UD1101 运算放大器，这种放大器很少在音频设备中使用，但尽管发展时间较长（Bob Dobkin 早在 118 年代初就开发了他的原型 LM218/318/70），但它具有独特的组合特征。 因此，K(R) 140UD11 (01) 的差分输入信号的过载能力是传统“声音”运算放大器的 40 倍。 同时，它还具有出色的转换速率和每频段增益（50 kHz 时为 106x100 Hz）。 此外，该运算放大器从过载中恢复得非常快，其输出级以大静态电流工作，即使在反馈覆盖之前也具有高线性度。 其唯一的缺点是该运算放大器的 EMF 噪声谱密度比低噪声器件的平均值高约四倍。 然而，在 UMZCH 中，这并不重要，因为最大信噪比不低于 110 dB，这对于给定功率来说已经足够了。 在信号路径中，运算放大器用于反相连接，以消除由于输入端存在共模电压而引起的失真。 功率放大器本身是根据改进的“经典”结构构建的 [3, 5] - 输入端连接一个运算放大器以确保高精度，然后是一个基于“破碎共源共栅”的对称电压放大器和一个基于在三级射极跟随器上。 由于看似微小的改进和设计措施（图2），该放大器的真实音质和参数再现性与[3]相比得到了根本性的提高。
输出级设计用于 4 欧姆负载，每个臂至少使用八个晶体管。 尽管存在明显的冗余和麻烦，但在处理真正的复杂负载时，这种解决方案是绝对必要的，原因有两个。 首先，也是最重要的一点是，当在复杂负载上运行时，分配给输出晶体管的瞬时功率急剧增加。 上图。 图 3 显示了电源电压为 +1 V 时，输出晶体管上消耗的瞬时功率与输出电压瞬时值的关系（曲线 3-40）。曲线 1 对应于 PA 的工作情况电阻为标称值 0,8 欧姆（即 3,2 欧姆）的纯有源负载，曲线 2 - 阻抗模量为标称值 0,8 且相位角为 45 度的复杂负载。 （要求 OST.4.GO.203.001-75）和曲线 3 - 相位角为 60 度。 从图中可以看出，当在复杂负载上运行时，输出晶体管消耗的峰值功率比相同模数的电阻负载大 2,5 - 3 倍。 这本身就是一个问题，但最麻烦的事实是，晶体管在复杂负载上运行时消耗的最大功率有时会出现在输出电压接近于零时，即当向晶体管施加大电源电压时。晶体管。 一些扬声器的阻抗模量可以从4欧姆下降到1,6欧姆（在某个频段），并且相位角可以增加至60度。 [7]。 与曲线 3 相比，功耗增加了一倍。 对于双极型晶体管，在什么电压下其上消耗的功率非常重要：随着电压的增加，由于局部热不稳定引起的“热点”的出现，允许的消耗功率显着降低，导致参数退化和二次击穿。 因此，对于每种类型的晶体管，都有一个安全模式区域（OBR），在该区域内允许它们操作。 所以，对于KT818G1/819G1（它们具有国产强力互补晶体管中最好的OBR）来说，在电压40V、壳温60…70℃下的最大耗散功率不是60，而是40W，在电压为 60 V 时，允许耗散功率降至 32 W，电压为 80 V 时，允许耗散功率降至 26 W。 为了清楚起见，在图中。 图 3 中的曲线 4 显示了这些晶体管的功耗能力与放大器输出电压的函数关系。 可以看出，即使在纯有源负载上工作时，每个臂也需要并联至少两个设备。 功率场效应晶体管（MOSFET、MOSFET）的OBR较高，但其互补程度比双极型差很多。 这导致 MOS-FET 输出级在低信号电平（由于阈值电压的扩展以及较大的输出电阻）和高频（由于电容和跨导的强烈不对称性）下出现失真。 ）比正确设计的双极晶体管级联大几倍。 然而，事实证明，具有 MOSFET 输出级的 UMZCH 在国外生产比双极输出级更便宜。 原因是国外大功率双极型晶体管和场效应晶体管的价格大致相同，而场效应晶体管的需求量较少。 最好的进口双极晶体管的OBR明显比国产的大，但在4欧负载下工作时，也需要并联。
不可能指望短暂的功率释放持续时间，因为电流点的形成时间为数十微秒，这比低频半周期要短得多。 因此，必须根据确保每个输出晶体管在直流 OBR 范围内运行的情况来选择输出晶体管的数量。 这导致需要增加输出晶体管的数量，这是昂贵且耗时的。 这就是为什么大多数商业放大器的晶体管数量远远少于所需数量的原因。 然而，违反 OBR 操作的晶体管的参数会逐渐降低，从而导致声音恶化。 需要大量输出晶体管的第二个原因与以下事实有关：在达到最大允许电流之前很久，它们的特性（主要是速度）就开始随着电流的增加而恶化。 因此，对于广泛使用的日本晶体管 2SA1302（正式设计为 15 A），截止频率从 3 A 开始急剧下降，而其互补的 2SC3281 从 2,5 A 开始急剧下降。还有其他原因导致需要并联多个晶体管。强大的晶体管。 基极-发射极总电容的增加导致前级信号直接通过（有一定的功率余量），输出跟随器的带宽实际上超过了输出晶体管的截止频率。 这就是为什么在该放大器中可以使用相对“慢”的输出晶体管而不影响所实现的特性。 放大器采用国产元件库。 在每个通道的信号路径中，OA K(R) 140UD1101（3 个），在辅助电路中 - K(R) 140UD14 (08) 和 KR140UD23（各 1 个）。 初级阶段使用了KT3102和KT3107系列（各2个）、KT632和KT638（各4个）、KT502和KT503（2个和1个）、KT9115和KT969（各3个）的互补晶体管。 KT961A和KT639E（4个和5个）以及KT818G1和KT819G1（每臂八个晶体管）安装在放大器输出级的各级中。 该放大器还使用KD521或KD522、KD243B和KD213B系列二极管。 上图。 图4示出了UMZCH的示意图。 输入低通滤波器是在运算放大器 (DA1) 上以反相连接方式实现的。 来自低通滤波器输出的信号通过VT1-VT4晶体管和VD3-VD14二极管上实现的“软限幅器”，然后进入由运算放大器DA3制成的功率放大器本身的输入级。 随后是VT5-VT8、VT13-VT15上的对称共源共栅晶体管电压放大器和晶体管VT16-VT45上的电流放大器（输出跟随器）。 运算放大器DA2在UMZCH的求和点处执行信号放大器的功能，用于失真指示器的操作。
运放 DA3 之后的电压放大器由于结构的对称性和非常深（超过 40 dB）的局部 OOS 而具有高线性度。 该 OOS 的电路与 R71C46 和 DA3 一起也用于形成整体 UMZCH 环路增益所需的频率响应。 这种级联中有一个微妙之处：为了最大限度地减少增益损失，最后一个级联晶体管（在图 4 中为 R59、R63）发射极电路中的电阻器两端的压降必须至少为 2,5 V，否则这些电阻器应替换为当前源。 否则，电压放大器的线性度会恶化。 注意，在[5]、尤其是[3]中描述的UMZCH中，不满足该条件。 为了进一步提高线性度（特别是在高频下），放大器电源电压选择比输出级电源电压高 10 ... 12 V。 二极管 VD17-VD19 旨在加速放大器摆脱过载时的瞬态，并保护 VT5-VT8 晶体管的发射极结免遭退化。 电路R64C41、R66C42排除寄生自激VT13和VT14，二极管VD26、VD27防止输出级晶体管饱和（这些二极管必须在100μA电流下承受至少10V的反向电压；大多数情况下是KD521A或1N4148满足这个条件）。 跟随器前两级中晶体管的不寻常并联连接提供了流经晶体管的电流的有效均衡，从而无需进行选择。 电容器C45、C47-C49防止输出级出现动态不对称。 稳压二极管VD25在电源存储电容充电期间延迟晶体管VT13和VT14的导通，使得当它们导通时，运放的电源电压达到+5... 7 V，它们进入正常模式。 该措施可防止电源打开时出现输出电压尖峰。 出于同样的目的，UMZCH 输出的自动调零范围限制为 +0,7 V。 在 OOS 电路（R23、R24、R27C17 和 R28C18 电路以及 R45、R46）中串联电阻似乎不常见。 这样做是为了减少 OOS 电路的非线性（电阻器的电阻值和电容器的电容，尽管在很小程度上取决于施加到它们上的电压）。 出于同样的原因，电阻器 R23、R24 以及 R122 和 R123 的选择应留有较大的耗散功率余量。 在其他值得注意的功能中，应该注意的是三级跟随器基极的初始偏置装置，该装置基于 VT15（安装在输出晶体管的散热器上）以及电阻器 R60-R62 和 R65。 考虑到散热器和功率晶体管晶体之间的温差，偏置电压的温度系数选择为比平常稍大。 使用电容器 C40 的情况并不常见。 大多数设计中缺乏这一细节会导致偏置电压的动态变化以及放大器对上升或下降速率超过 0,2 ... 0,5 V/μs 的信号的非线性增加。 这对较高频率区域的互调失真的幅度有非常显着的影响。 顺便说一句，使用“慢速”晶体管（例如 KT15 或 KT502）作为 VT209 可防止另一个经常发生但很少注意到的缺陷 - 晶体管在 50 ... 200 MHz 频率下的自激到电线的电感。 这种自激的存在表现为音频处噪声和互调失真水平的增加。 晶体管VT1-VT4和二极管VD3-VD14上的“软限幅”器件的不同之处在于，其阈值取决于输出级的电源电压，从而实现放大器的输出功率的最大利用。 为了确保 UMZCH 可靠运行，保护装置不仅考虑流经大功率晶体管的电流，还考虑晶体管两端的电压。 使用触发选项是因为普通类型的限流器（在紧急情况下“覆盖”输出晶体管）不能保证放大器的安全，而且会恶化输出级在高频下的运行。 诊断效果也很重要：保护的运行表明系统出现问题。 “过载”保护指示灯和保护复位按钮SB1位于放大器板外部，并通过XP1连接器（图1中的XS5）与其连接。
输出级的晶体管VT28-VT35、VT36-VT43中的每一个的静态电流被选择在80…100mA内，因为在较低值下，大功率晶体管的频率特性会不可接受地恶化。 从图中可以看出，电源的整流二极管和存储电容被分配给放大器并位于印刷电路板上 - 见图 2。 XNUMX、文章第一部分。 这使得可以急剧（数十倍）降低电源电路的寄生电感的幅度，这对于确保输出级的低噪声发射以及提高放大器的速度是必要的。 放大器电源中存储电容器的总电容为每臂 56 uF，与常见值（400 ... 10 uF）相比可能显得太大。 然而，这并不是一种奢侈：为了确保电流高达 20 A 时电压纹波在 000 ... 1,5 V 范围内，需要至少 2 ... 9 μF 的电容（能量强度 - 45 ... 60每个通道 J）。 大多数商用放大器的电源中电容器的容量不足完全是出于经济原因。 输出电路（电缆和其他物体）对从放大器到扬声器的信号传输的影响几乎完全消除。 为此，使用了借鉴测量技术的四线负载连接（通常通过在相应 AC 和 OS 线路的触点 S2 和 S3 之间安装跳线来提供切换）。 此外，放大器输出处还安装了 RLC 电路，并在计算机的帮助下进行了优化，并有效地将放大器输出级与频率高于 100 ... 200 kHz 的任何寄生影响隔离开来。 这是能够实际实现如此大的 OOS 带宽（6 ... 7 MHz）的措施之一。 与普遍的看法相反，应该指出的是，反馈深度和放大器的动态失真倾向之间实际上没有直接关系。 此外，扩展反馈环路中的带宽并增加其超出音频范围的深度实际上可以更容易地实现无动态失真和无前端过载。 它们的大差异信号过载会导致反馈环路跟踪故障并“关闭”OOS。 为了防止这种现象，需要减小差分信号的幅度。 最好的方法应该被认为是在高频下增加 OOS 的深度。 现在介绍如何使用 OOS 来提高线性度。 对许多放大器的电路设计进行分析得出的结论是，大多数设计者显然没有意识到 CNF 校正失真的能力不仅取决于其深度，还取决于这些失真的位置。 考虑带 OOS 的三级放大器的最简单模型（图 6），其框图显示在顶部，并显示每级中的 EMF 噪声 (en) 和失真 (ed) 源。 下面是一个等效电路，其中所有噪声和失真源都重新计算到输入（即放大器的求和点）。 同时，很明显，随着NOS的引入，带入输入的失真产物的绝对水平在第一近似中保持不变，并且失真和噪声衰减的程度与求和的放大率成正比。指向这些扭曲和噪音发生的地方。 由于系统的整体（“外部”）增益降低，并且噪声和失真的相对比例降低，因此引入 NFB 后失真的相对水平会降低。 如果单位增益输出级引入的失真确实被衰减了与相应失真产物频率处的反馈深度一样多的因子，则第一级的失真减少到其输入，就不会被衰减。完全减弱了。
正是这种情况迫使我们将OOS所覆盖的放大器的所有级的初始线性度提高到极限，特别是输入级。 否则，在引入OOS之后，可能会出现互调失真频谱的急剧扩展。 这种现象的机制很简单：由于失真产物，进入放大级本身的输入的差分信号的频谱总是被扩展。 同时，如果随着频率的增加，FOS 深度下降的速度快于失真产物水平下降的速度（这对于大多数放大器来说是典型的情况），则 FOS 闭合的输入端差分电压中高频失真产物的比例将超过有用的信号。 由于放大级的线性度通常随着频率的增加而降低，因此会产生大量互调产物，其中一些也落入音频区域。 正是为了不发生这种现象，输入级的线性度需要有足够的余量，特别是对于不对称非线性而言。 放大器中使用的KR140UD1101运放的线性范围（就输入差分电压而言）为+0,8V，大于几乎所有采用场效应晶体管输入的运放。 KR140UD1101的输入差分级的线性度由于深度本地OOS（以发射极电路中相对高电阻的电阻的形式）也高得多，并且输入电容比运算放大器小几倍。输入端带有场效应晶体管的放大器。 同时，运放DA3输入端的信号电压（放大器在没有过载的情况下工作时）不超过1mV。 放大器正常工作期间 DA3 输出端的信号摆幅不超过 0,5 V 峰峰值。 根据这些条件下的测量数据，即使在环境保护覆盖之前，OS KR140UD1101 在高达 50 kHz 的频率下也具有小于 0,05% 的非线性度。 运算放大器后面的基于晶体管 VT5 - VT14 的电压放大器也具有非常高的线性度 - 在全信号摆幅的中频下，其互调失真约为 0,02 ... 0,03%。 因此，与大多数其他放大器不同，该放大器的整体 OOS 能够有效抑制输出级引入的谐波和互调失真，并且不会引入任何明显的副作用。 失真仍然与 UMZCH 的设计特征有关，这几乎完全是通过安装从输出级电流到放大器输入电路的拾取器来确定的。 这些拾音器的危险在于，通过以 AB 类模式运行的输出级一半的电源电路的电流波形与负载中的电流相比明显失真。 因此，如果这些电流的干扰没有以精确对称的方式进入输入电路（这在实践中仍然不可能实现），则会出现明显的失真，特别是在寄生耦合被放大的高频下。 为了对抗这种现象，在该放大器的印刷电路板的设计中采取了许多措施，其中一些措施在音频工程中是前所未有的，并且是精密仪器发展的特征。 例如，为了最大限度地减少电源电路中大电流电路的寄生电感，而不是使用传统的“罐”，而是使用分布在板上的较小容量的电容器，并且其中一侧的箔充当公共导线（在连接图中以粗线显示）。 输出级的大功率晶体管电路极其紧凑，加上分布在板上的公共走线，使输出级的干扰发射比传统设计减少了一个数量级以上。 此外，为了避免连接线上的拾音器问题，所有放大器电路都安装在一块板上，甚至包括功率整流二极管（VD38-VD41）。 所有这些措施使得制造出的放大器不仅具有非常高的质量，而且具有高特性再现性。 这些优点在各种工作条件（环境温度、负载、信号源等）下都保持不变。 作者找不到如此高级别的放大器的描述或工业样品。 关于半导体替代品。 KT818G适合代替KT1G818晶体管，数量比为2:3（即12个而不是8个），以及KT864A、2T818A、KT818GM、2SA1302、KP964A、2SA1294、2SA1215、2SA1216； 代替KT819G1 - 晶体管KT819G（数量比也为2：3）和KT865A、2T819A、KT819GM、2SC3281、KP954A、2SC3263、2SC2921、2SC2922。 采用互补的进口晶体管2SA1302和2SC3281、2SA1294和2SC3263，以及KP964和KP954，电源电压为±40V，每个臂的数量可以减少到0,5个，同时每个晶体管的静态电流增加一倍，电阻值也减小在发射极电路中为 XNUMX 欧姆。 当在相同电源电压（+2 V）下使用晶体管 1215SA2 和 2921SC40 时，每个臂放置 2 个就足够了，而大散热器上的晶体管 1216SA2 和 2922SC1500 只能放置两个，自然，功耗相应降低。上述电阻器的电阻。 每个通道的散热片总面积必须至少为 2000...2 cmXNUMX。 晶体管对KT961、KT639可以用BD139和BD140、KP961A(B)和KP965A(B)、2SD669和2SB649、2SA1837和2SC4793代替。 一对KT969、KT9115将完全取代KP959A(B)和KP960A(B)或BF871和BF872。 至于KT632B和KT638A晶体管，更换它们是没有意义的。 然而，在位置 VT8 中允许使用 KT9115、KP960、2SA1538、2SA1433、KT9143，在位置 VT7 - 2N3906 中，在位置 VT10、VT45 - 2N5401 中。 将 VT638 位置中的 KT6A 晶体管替换为 KT969A、KP959、2SC3953、2SC3504、KT9141，将 VT5 位置中的晶体管替换为 2N3904，将 VT9、VT44 位置中的晶体管替换为 2N5551、KT604、KT605、KT602。 KT3102A 晶体管可以用该系列中的任何一个或 BC546 - BC550（具有任何索引）以及与其互补的 KT3107A 替换 - 具有任何其他索引的 KT3107 和 BC556 - BC560。 UMZCH（DA140）中的OU KR1101UD3只能用K（R）140UD11或LM118 / 218/318（国内，但效果更好）替换，在其他地方 - 用AD841（但价格昂贵）。 运放KR140UD1408可替换为K140UD14、LM108/208/308或AD705、OP-97。 在输入低通滤波器中，使用LF356（KR140UD22）、OP-176可有效降低噪声。 对于运算放大器 KR140UD23，模拟是 LF357，也可以使用 OP-37 (KR140UD26)。 电源。 失真保护及指示装置 由于电源电容器具有高能量容量，因此正确选择其变压器非常重要。 这是因为在一组高容量电容器上运行的整流器会在变压器绕组中产生非正弦电流，这在大多数变压器计算方法中都是隐含的。 这种情况下的峰值（高达 50 A）和电流上升速率明显高于电阻负载。 这极大地增加了电源电路的干扰发射。 此外，绕组两端的电压降比变压器在相同功率的有源负载上运行时更大。 绕组中的损耗由峰值电流决定，整流器的输出功率由平均值决定。 因此，UMZCH 的变压器必须功率非常大，且绕组电阻低。 为了减少干扰，该变压器中的磁场感应必须比常规值降低[8]。 还应该考虑到放大器在复杂负载上运行时消耗的功率明显高于有源负载时的功率消耗（参见文章第一部分的图3 - 《无线电》，1999年，第10期）。 氧化物电容器的纹波最大值由制造商标准化，对于室温下纹波频率为 100 Hz 的大型电容器，很少允许超过工作电压的 8 ... 10%。 即使是最好的电容器，具有这种纹波和外壳上标明的温度（85或105°C），其使用寿命通常也不会超过2000小时，随着温度每降低10°C，使用寿命增加约两倍半[9]。 然而，音乐会和家用放大器出于经济原因，在设计时大大低估了电容器的电容（并且高估了纹波），因为人们相信音乐会放大器的寿命不会超过保修期（它会提前烧毁或损坏） ），而大多数家庭用户通常不会使用超过其容量的 10%。（一个重要的细节：通常认为较高温度的电容器具有更好的电气特性。事实上，情况并非如此。相反，在其他条件不变的情况下，额定温度高达105°C的电容器的等效串联电阻（ESR是英文缩写）几乎高出两倍，并且允许电流比耐热性较差的电容器低（最高可达85°C）。 °C）。 在所描述的放大器中，满负载时滤波电容器上纹波的相对值被选择为大约 5%，这导致臂中的总电容在 50 ... 60 μF 的范围内。 假设满载情况下整流器的输出电压下降不超过 5 ... 7%（空载电压 - 42 ... 43 V，电流为 9 ... 10 A 时下降至 39 ... 40...10% 的功率损失）。 在这种情况下，很容易确定整流器的输出阻抗不应超过15…0,2欧姆。 对于选定的纹波值，这要求初级和次级绕组到输出的总电阻不超过每臂 0,25 ... 0,05 欧姆。 从这个角度来看，每个通道最好使用两个单独的变压器，因为这样更容易放置绕组。 众所周知，为了保证AU的可靠运行，UMZCH设计必须提供措施来保护它们免受施加直流电压和次声频率信号的影响。 此外，由于电源电容器的总电容较大且变压器绕组的电阻较低，因此在网络中包含这种没有电流限制的电源单元是不可接受的 - 电容器的充电电流可能会导致熔断器熔断。跳闸和整流二极管失效。 因此，拟议的 UMZCH 配备了自动化功能，可以为电源电容器提供“软”充电，在电源电压短暂丢失的情况下重新启动，以及在放大器启动期间关闭扬声器和当 UMZCH 的输出出现恒定电压时。 电源电路和自动化的一个特点是时间设置电路中不使用氧化物电容器。 据作者称，它们降低了此类设备的可靠性及其特性的稳定性。 根据作者的说法，由于遵守晶体管工作模式的所有限制，整个放大器的工作可靠性显着提高，因此，在 UMZCH 处存在隔离电容器 C1 的情况下，可以保护扬声器免受直流电压的影响输入（参见文章第二部分的图4 - 《无线电》，1999年第11期）在业余版本的放大器中是可选的。 然而，此功能是在准备本出版物时引入的。 从电路图（图7）可以看出，使用两个变压器为UMZCH供电。 第一个 - 强大的 T1 - 具有独立的绕组，为双通道放大器的输出级供电，第二个 - 低功率 T2，它为运算放大器和自动化单元的初级级供电。 这提高了抗噪性并降低了设备成本，因为更容易选择标准变压器。
立体声放大器对变压器T1的要求如下：空载电流-不超过40mA（这是在电源电压242V时），初级绕组的电阻不应超过1,2欧姆，绕组两半端之间的总电阻 2x30 V - 不超过 0,07 .0,08...29 欧姆。 绕组中点和两端之间的开路电压必须在 31 ... 220 V 范围内（电源电压为 52 V 时）。 获得 +54 ... 8 V 整流电压的附加绕组必须具有 9 ... 1 V 的开路电压和每个不超过 0,3 欧姆的电阻。 绕组总电压不对称度不应超过XNUMXV。 当针对横截面至少为 1 cm10（单独变压器至少为 2 cm6）的可用磁路独立计算变压器 T2 时，建议使用 [8] 中的建议。 需要注意的是，接头经过精心打磨的棒状磁芯（PL）在多项指标上并不逊色于线圈绕制技术更高的环形磁芯（OL）。 变压器T2的空载电流不应超过10mA（市电电压242V时），初级绕组电阻不应超过150欧姆。 连接到 VD20、VD26 的两个次级绕组必须在极端端子之间具有 34 ... 38 V 的开路电压和高达 3 ... 4 欧姆的电阻，第三绕组 - 25 ... 29 V 和电阻不超过2欧姆。 三个绕组均从中点抽头，其两半电压不对称度允许不超过0,2V。 非常希望变压器具有屏蔽绕组。 例如，在E1A优质钢制成的PLM 32x50x90磁芯磁路（峰值感应值为330T）上可以制作出功能强大的变压器T1,1。 所有大功率绕组都被分开，以便将它们的部分串联连接在两个相同的线圈上，而任何绕组的电流都通过两个线圈 - 在这种情况下，干扰最小。 在每个部分中，网络绕组（极端端子 1-2）包含 285 匝 Ø1,4 mm 的电线。 次级绕组 4-5、5-6 和 9-10、10-11 也分为两半，而八个部分中的每一个包含 40 匝 Ø2 ... 2,1 mm 的电线； 绕组 3-4、6-7、8-9、11-12 未分段，每个绕组有 24 匝，并缠绕在两根 Ø0,5 mm 的导线中。 对于绕组，请使用 PEV-2 电线或类似电线。 屏幕绕组是一个开环铝箔，上面层压有拉夫桑。 与它的接触是通过放置在其下方的镀锡网条的帮助来实现的。 屏蔽绕组放置在初级绕组和次级绕组之间。 线圈以最大堆叠密度缠绕在套筒上。 考虑自动化工作。 当通过 SB1 按钮打开放大器时，变压器 T1 的启动电流受到电阻器 R11 和 R12 的限制（图 7）。 此外，大约 20 秒后，这些电阻器被一对反并联光晶闸管 VS1 和 VS2 分流，然后在 8 秒后连接交流电。 在DD3和DD4微电路上使用最简单的有限状态机设置时序，并使用DD5.2触发器将光晶闸管导通时刻与网络中瞬时低电压时刻联系起来。 DD5.1触发器实际上是作为逆变器使用的。 元件DD1输出端SB1.4导通后，由于R10C9电路的作用，低电平电压维持约2s，通过反相器DD3.2将计数器DD4复位。 在此状态下，光晶闸管（以及继电器K1）关闭，变压器T1通过镇流电阻连接到网络，并且放大器的负载断开。 在复位模式结束时，作为 DD4 一部分的脉冲发生器和分频器打开。 同时，频率约为 1 Hz 的脉冲出现在分频器第一部分（引脚 4 DD2）的输出处。 它们通过元件 DD3.1 传递到分频器第二部分的输入。 经过32个脉冲后，DD5的4脚为高电平，通过DD5.2，打开VT1，控制光晶闸管VS1和VS2。 在另外 16 个后续脉冲之后，DD3.3 输出处的低电平阻止进一步计数，并且在 D 触发器 DD5.1 反转后打开 VT2，从而打开继电器 K1 的绕组。 电源电压控制装置由电阻器R20-R22、电容器C8、二极管VD12-VD14和元件DD1.3、DD1.4构成。 如果电源电压中出现周期间隙或电压急剧“下降”，则 R22 和 C8 结点处的电压将低于 DD1.3 的阈值 (4 ... 5 V)，从而导致通过元件DD4和DD1.4复位DD3.2。 用于为 D 触发器 DD5 提供时钟的网络频率脉冲取自 DD3.4 的输出。 在启动过程中，UMZCH 输出处出现大于 0,6 ... 0,7 V 的恒定分量会导致任何比较器 DA4 的操作，并且通过 DD3.2 还会重置 DD4，从而阻止切换过程。 使用两个光晶闸管而不是一个光晶闸管的原因是，首先，光晶闸管较少稀缺，其次，双向晶闸管固有的压降不对称性，导致变压器磁路被直流磁化。 这大大增加了拾音器。 扬声器通过两组常开继电器触点K1与放大器连接。 接通继电器触点对的最佳位置（从最小化失真的角度来看）是放大器本身和输出 RLC 滤波器之间的间隙（电容器 C52 保持连接到 L1、R118 - 参见图 4） .2). 在放大器的印刷电路板上，为通往继电器触点的带状电缆“”提供了焊接点。 实际上，在四线负载连接的情况下，继电器触点也可以连接到 RLC 滤波器输出，在连接点 L120、R121、R79 和 UMZCH（+ AC）输出电路之间的断线中，电容器CXNUMX（位于连接交流电的端子上）。 我必须说，继电器不是一个非常可靠的元件，因为它的触点可能会“烧毁”（使用具有交替“前向”和“返回”导体的带状电缆来减少寄生电感）。 更可靠的解决方案是使用强大的三端双向可控硅开关元件分流放大器输出来构建交流保护，该三端双向可控硅开关元件可以承受通过输出级损坏的晶体管的电流。 然而，如此强大的三端双向可控硅开关元件的电容非常大，而且最重要的是，它是非线性的（取决于电压）。 因此，使用这种元件会增加较高音频频率下的互调失真高达百分之一。 放大器输出端的直流电压检测装置的一个显着特点是使用了两部分低通滤波器。 因此，滤波器的时间常数减小，并且排除了氧化物电容器，保护装置的可靠性、灵敏度和速度提高。 从出现 2 V 恒定电压的那一刻起，其工作时间不超过 0,25 秒，在 20 V 电压下，不超过 0,08 秒。 当交流保护被触发时，光晶闸管也被关闭。 每个通道中的失真指示装置是阈值节点与死区（也称为“窗口”比较器）的组合，建立在两个元件 DA3.1、DA3.2 和具有重启功能的数字等待多谐振荡器上（在相应的“一半”DD2上）。 其工作原理是基于这样的事实：在初始状态下，账户被计数器第四个触发器输出处的高电平封锁。 当计数器因输出端组合的两个比较器中的任何一个的操作而复位时，第四个触发器的输出端的低电平同时启用计数并点亮失真指示 LED（分别为 HL1 或 HL2）。 当第八个时钟脉冲到达时，计数器返回到其原始状态，阻止进一步计数。 同时，相应的 LED 熄灭。 因此，当比较器输入端的电压超出死区并在比较器返回到其工作状态后又保持 7-8 个时钟脉冲周期（3 ... 3,5 秒）时，过载指示在整个时间内有效。原始状态。 DA4 元件上的类似“窗口”比较器也用于确定 UMZCH 输出中是否存在恒定分量。 比较器的参考电压 (0,5 ... 0,6 V) 由参数稳定器 R18VD18 和 R28VD19 设置。 由+12V电压供电的比较器的输出电平到由+12V电源供电的逻辑电路的电平的转换是在电阻器R3和R4、R7和R8、R19和R29上执行的。 R25C12电路提供继电器K1的强制接通和断开。 笔者使用的欧姆龙继电器标称响应电压为12…15V，电流为40mA。 但是，您可以选择国产继电器，如有必要，更改元件R25、R45、C12的额定值。 其唯一的基本要求是其触点的额定电流必须至少为 15 A，电压至少为 50 V。 两个放大器通道的电源稳定器均采用 DA5-DA8 微电路制成。 可调稳定器KR142EN12（LM317）和KR142EN18（LM337）微电路的使用是由两个原因造成的。 首先，为了增加运算放大器的频率特性和动态范围，其电源电压选择接近允许的最大值 (+18 V) 和非标准 - +16,5 ... 17 V。在该放大器中，这是相当大的可以接受，因为运算放大器的输出负载较弱。 稳定器所需的输出电压由外部电阻器设置。 其次，由于电容C25、C28、C35和C38的使用，稳定器对纹波和噪声的抑制提高了一个数量级（与固定输出电压的微电路相比）——不超过0,2mV。 每个通道使用单独的隔离电源，以防止接地环路。 电源电压通过由元件 C17-C20 和 T3 形成的滤波器（即所谓的共模变压器（或共模扼流圈））输入。 后者是在大尺寸铁氧体环上折叠在一起的三根电线的绕组。 绕组匝数并不重要； 对于横截面约为1cm2的铁氧体环形磁路，例如1500NM级，大约20匝就足够了。 该滤波器显着提高了对放大器的保护，使其免受来自电源的干扰。 主电源输入电路中的所有连接必须使用横截面积至少为 2 mm2 的电线。 R35R36C21滤波器防止晶闸管VS1、VS2工作时产生的干扰通过变压器T2渗透到低信号电路中。 SB2 开关在国外设备中被称为“Ground Lift”（断开“接地”），如有必要，可以将放大器外壳与网络保护接地（如果有）断开。 顺便说一句，为了提高该放大器的抗噪声能力，输入信号电路中还包含共模变压器。 这个在设备设计中非常有用的细节经常被遗忘或保存在上面。 因此，一些小公司（例如透明音频技术公司）建立了一项非常有利可图的业务，销售带有内置共模变压器（有时带有噪声滤波器）的互连电缆，以提高设备的抗噪声能力。 这确实有一个好处，但它的价格不会达到 500 美元（这不是上述公司最昂贵的互连的价格）。 关于可能的元素替换 K1401CA1 芯片是 LM339（BA10339、KA339、KIA339、HA17339、μPC339）的精确模拟。 如果没有，您可以使用 K554CA3。 KR1157EN1202（KT-26封装）的类似物是78L12芯片（其他类似物可能在引脚排列上有所不同），而KR1168EN12是79L12。 代替 KR142EN12，LM317、KA317 非常合适，代替 KR142EN18 - LM337、KA337（均在 TO-220 外壳中）。 安装时，必须安装在面积为15 ... 25 cm2的散热器上。 晶体管 KT972（VT1、VT2）可以替换为任何 npn 结构的复合晶体管（例如 KT829），设计电流至少为 150 mA，或者在 60mA 时保持高电流传输系数（大于 100）的晶体管。电流815mA，例如KT243。 Diodes KD1 是 4002N1-4007N521、KD1 - 4148NXNUMX 的类似产品。 电阻器R11、R12——C5-16型或PE组。 对它们的主要要求是在对电源电容器充电时能够承受短期过载。 从这一点来看，国产电阻更可靠。 电容器C1、C2、C6、C7、C24、C27、C34、C37——陶瓷，电压25V，例如KM-6、K10-17、K10-23或类似进口电容器，TKE组为H30虽然H70也可以接受。 TKE组的电容器C16-薄膜（K73-9）或陶瓷（K10-17）不比M1500差。 电容器C4、C5、C8-C11、C13、C14-K73-17或同类进口电容器。 干扰抑制电容器C17-C21 - K78-2型或类似进口电容器，专门设计用于滤波电路（其本体通常点缀有安全认证标志）。 氧化物电容器 - K50-35 或进口类似产品。 电阻器 R37-R44 必须是准确的（系列 C2-13、C2-26、C2-29 等），或者从值接近的 MLT、OMLT、C2-23 中选择。 高功率电阻 - 2 W - MLT、OMLT、S223 或其进口类似物。 其余的小功率电阻可以是碳-C1-4、BC等。 整流桥 KTs405 可与 KTs402、KTs404 或一组二极管 KD243 (1N4002-1N4007) 互换。 作为光晶闸管VS1、VS2，任何电压等级为125级或以上的TO6系列（TO125-10-6、TO125-108、TO125-10-10、TO125-12,5-6、TO12512,5-10等） ) .P)。 您也可以使用TO132系列。 KTs407系列的整流桥也可以用一组KD243二极管（1N4002-1N4007）代替。 如果放大器计划在全功率下频繁使用，则为放大器中的整流桥（图 38 中的 VD41-VD4）加电非常有用，包括在每个桥臂中并联一对 KD213 二极管，并且，如果可能的话，用更强大的KD2997替换它们。 不应使用低频整流二极管，因为“跳跃恢复”效应明显：二极管会延迟关闭，以吸收累积的电荷载流子。 这个过程的结束会产生很大的干扰。 用电容器并联二极管并没有多大帮助。 使用高频二极管（KD213、KD2997、KD2995等）则不会出现这个问题。 也可以使用额定电压至少为100V的肖特基二极管。至于使用进口高频二极管，其电流必须至少为30A，因为这个值通常是针对国外的。高频二极管要么是允许的峰值电流，要么是有源负载的中等整流电流，而不是像大多数家用二极管那样，在电容滤波器上运行时的中等整流电流。 我们特别推荐二极管 40CPQ100 和 50CPQ100 (IR)，但它们的零售价约为 6...7 美元。 为了避免在重复放大器时使用有缺陷和不合格的元件而造成问题，我们建议您注意检查。 在具有深度反馈和数十个晶体管直接耦合的宽带放大器中查找故障部件几乎肯定比预先检查元件需要更多的努力。 组件检查 尽管所提出的放大器的电路和设计保证了所声明的特性的实现（当仅设置一个参数 - 带电阻器 R60 的静态电流时），但这并不意味着在使用之前不需要检查组件。安装。 造成这种情况的原因是，将少数次品“溶解”在好产品中的做法不仅是东南部的做法，而且许多西方公司也这样做，特别是在向零售网络和俄罗斯供货时。 国内企业也经常将良品和次品“倾销”到零售或广播市场。 因此，根据作者的估计和个人经验，私人购买不合格物品的概率几乎不低于2...4%。 换句话说，平均而言，一百个元件中有两到三个有缺陷，尽管每个放大器通道中有两百多个元件。 考虑到在已组装的结构中寻找故障元件需要花费大量的时间和精力，而且一个故障元件可能导致其他元件的故障，因此对组件的输入控制的需求变得显而易见。 由于许多国内外元件的技术规格只有一小部分（而且往往是不够的）便于批量生产控制的参数，因此可靠性问题变得复杂。 与此同时，许多重要特性，例如双极晶体管集电极的临界电流和体积电阻，根本没有标准化，也没有在生产过程中进行检查，尽管它们的影响不容忽视。 因此，这种情况很可能发生，例如，晶体管的某个实例正式可用，但不希望将其安装在设计中，因为交付规范中未规定的任何其参数都被证明是错误的。比此类组件的平均水平差得多。 这就是为什么在组装高端设备时，必须对组件进行彻底检查。 至于无源元件的主要部分（电阻、小容量电容、二极管、齐纳二极管），检查不会出现问题。 用欧姆表检查电阻器与标称值的允许偏差，以及接触的可靠性（对于C1-4和BC型国产电阻器，接触帽滚压不良）。 另外，国产电阻的结论往往需要在组装前镀锡。 使用活性助焊剂是不可接受的，最好使用“墨水”橡皮擦来清洁引线。 推荐的小功率电阻类型为MLT、OMLT S2-23。 对电阻器 R1、R2、R7、R20、R22 - R24、R29 - R31、R36、R40、R122、R123 提出最高要求。 这些电阻器必须是金属电介质，或者更好的是金属膜（金属膜） - MLT、OMLT S2-23、S2-13、S2-26、S2-29V。 选择电阻器时，如果其公差为±2%或更大，则最好保持以下比率： [(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1——偏差不超过1...3%； [(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - 偏差不超过 2...3%。 俄罗斯销售的进口电阻大多是碳质（Carbon），因此，在购买进口电阻时，不要以上述方式购买，而是以金属电介质电阻为幌子购买碳质或复合电阻器的风险。 在这种情况下，最好关注公差为 1% 或更低的电阻，这些电阻只有假货才是碳的。 碳电阻和复合电阻的主要缺点是非线性度大（高达 0,05 ... 0,1%），并且电流流过它们时噪声增加。 电阻器的噪声是热力学（与光谱密度 由于电阻的噪声过多，放大器自身的噪声随着信号电平的增加而增加，当碳电阻用作R1、R7、R22、R23、R24时，这种增加可达20..30 dB！ 金属膜电阻器的使用消除了这个问题：它们的噪声为 0,1 ... 0,5 μV/V，金属电介质电阻器的噪声略高于 0,5 ... 2 μV/V。 电阻器 R1、R2、R7、R20-R31、R35R40、R42-R46、R59、R63、R94-R109、R122、R123 最好使用金属电介质（MLT、OMLT、C2-23）。 还希望成对选择R38、R44和R59、R63，使得它们的差异不超过2...3%。 对其他电阻的要求要低得多。 因此，电阻器 R3-R6、R8-R19、R32、R34、R47-R58、R61、R62、R64-R93、R110-R117 甚至 R33、R37、R39、R42、R43 都可以是碳基电阻，而不会影响特性放大器的。 微调电阻R60 - 金属陶瓷SPZ-19a（进口的金属陶瓷或“聚合物”也适用）。 由于可靠性较低，不建议使用其他调谐电阻，尤其是开放式设计。 电阻R118-R121，笔者使用了现有的进口电阻（如SQP），但也可以用C5-16或并联的两瓦MLT C2-23等替代。 建议使用容量不超过1000 pF的陶瓷电容器 - K10-7v、K10-17、K10-43a、K10-47a、K10-506（TKE PZZ-M75组），进口陶瓷电容器 - NPO组电容器。 热稳定性较差的电容器由具有非线性特性、压电效应和热效应以及其他“优点”的铁电体制成。 音频电路中陶瓷电容器的名声正是与这些特性相关。 通常，具有低 TKE 的电容器表现完美。 也可以使用搪瓷电容SKM、K22U-16、K22-5。 小容量薄膜电容器允许使用聚苯乙烯（PM、K70-6）等进口电容器，但其固有的寄生电感会降低稳定裕度。 小电容器的控制简化为检查其漏电阻（至少100 MΩ）、电容值（容差高达±5%）和至少25 V的击穿电压（C46除外，它必须承受50 V） 。 如果使用的电容计可以确定品质因数（或其倒数损耗角正切），那么对于可使用的电容器，频率为 100 kHz - 1 MHz 时的品质因数应至少为 2000。较小的值表示电容器缺陷。 推荐设备 - E7-12、E7-14。 电容器C6、C8、C10-C12、C15、C19、C25、C40-C44为隔直电容器，因此没有特殊要求。 不过，最好使用陶瓷电容器KM-5、K10-17、K10-23和TKE组的类似电容器，不比NZO差（X7R为进口电容器）。 这是因为，对于 H70H90（Z5U、Y5V）组的电容器，在高于几兆赫兹的频率下，实际电容明显下降。 仅在 25-30 V 电压下检查它们是否有断路（是否存在电容）和击穿才有意义。 隔离电容器C1薄膜，优选聚丙烯、聚苯乙烯或聚碳酸酯(K78-2b、K71-4、K71-5、K71-7、K77-1、K77-2a)。 然而，除了K77-2之外，它们的尺寸都非常大，因此作者使用了K73-17 lavsan电容器，根据100 Hz（至少700）和1 kHz（至少200）频率下的品质因数进行选择。 100 Hz、1 kHz 和 10 kHz 频率下的电容差异不应超过 3%。 遗憾的是，个别批次中低压 K73-17 的联姻概率非常高，因此，在没有测量仪器的情况下，建议使用较高电压的仪器（160 或 250 V）。 同理，C77、C78也采用高压电容。 顺便说一句，我注意到，对受发烧友欢迎的品牌（例如 MIT、SOLEN）的进口电容器的研究表明，即使与好的 K73-17 样本相比也没有优势，更不用说 K78-2，尤其是 K71 -7。 C1 的值是根据获得大约 20 Hz 截止频率的条件来选择的，但是当使用带有小型扬声器的放大器时，将截止频率增加到 40...50 Hz 以避免过载是有意义的。低频扬声器头。 通过减少过度音盆行程引起的失真，甚至可以提高低音的质量，通常是低音的“数量”。 PA 通道中电容器 C1 的电容变化不应超过 5%。 电容器 C5、C9、C31、C32、C35、C37、C39、C45、C47-C51、C77、C78 - Lavsan - K73-17 或类似进口电容器（聚酯薄膜、聚酯）。 对它们的主要要求是小尺寸和适中的寄生电感（不超过 0,02 ... 0,04 μH）。 购买电容器后，最好检查其高频等效电阻（见下文），因为极板的铝镀层与基于锌或锡铅的电容器的端部铸件的接触存在缺陷焊接。 这对于 C47 - C49、C77 和 C78 最为重要。 其电阻的有效成分不应超过 0,2 ... 0,3 欧姆。 电容器C52和C79——聚丙烯、K78-2或类似进口电容器，低电感（抑制干扰）。 用其他类型的电容器替换它们是不可取的，但电容并不重要：C52 的值在 4700-2200 pF 范围内，C79 - 1500 - 3300 pF。 检查简化为通过允许电压（至少 50 V）、电容和品质因数（在 1000 kHz 或 100 MHz 频率下至少 1）进行控制。 氧化物电容器C2、C4、C13、C14、C20、C27、C30、C33、C53-C76、C80、C81-国产K50-35、K50-68。 选择进口电容器时，重要的不是制造商，而是它们的真实特性。 最好的是具有低电感和低等效串联电阻 - ESR 的电容器（在进口电容器中，这是“低 ESR”组）。 它们主要用于开关电源。 许多制造商都生产类似的电容器，但它们比传统电容器更昂贵，并且通常只能按订单购买。 从常规电容器中，我们可以推荐日立、Marcon、Nichihon、Rifa、Rubicon、三星产品。 顺便说一句，仔细分析氧化物电容器制造商的目录可以发现，所谓的大容量“音频用”电容器充其量不过是“低ESR”组的电容器，更改的标记。 检查容量相对较小的氧化物电容器（C2、C4、C13、C14、C20、C27）简化为测量其在额定电压下的漏电流（不超过 10 ... 20 μA），以及评估其电感和 ESR 。 测量漏电流的方法是显而易见的，串联电阻和电感的测定如下进行。 通过与无线电阻R=300-750欧姆（0,5-1W）串联的电容器连接到输出电压至少为5V的正弦信号发生器，通过各种频率的交流电，用毫伏表或示波器测量其两端的电压。 沿两个轴以对数坐标绘制了电容器电压与 1 kHz ... 1 MHz 范围内频率的关系图（图 8）。 通常呈自上而下的钝角形式，左支路的走向由电容器的有效电容决定，较高频率下的电压增加与电容器的寄生电感有关，“角度的“锐度”取决于串联电阻。
这些对于实践来说具有足够精度的值可以通过以下方式从图表中确定。 首先，找到曲线最小值对应的电压U1。 其次，它们与曲线上升的“分支”建立切线并标记它们的交点（图 8）。 交点对应的电压和频率分别表示为U2和fo。 之后，使用以下公式很容易找到电容器的 ESR、有效电容和寄生电感：
其中 Rep - EPS，UG - 发电机电压。 当然，只为一个或两个电容器实例构建一个图表就足够了，其余的阻抗在与最小串联电阻相对应的频率和大约 1 MHz 的频率下在两到三个点处检查。 对于 0,1 和 0,15 微法拉的电容器，EPS 的允许值不超过 4700 ... 3300 欧姆；对于 1,5 微法拉的电容器，EPS 的允许值不超过 220 欧姆。 它们的允许电感分别不超过 0,02 ... 0,05 μH。 如果无法检查大容量氧化物电容器的“保险”，可以用薄膜或陶瓷电容器将其分流至额定电压为几微法的适当电压。 检查低功耗二极管，除了监测正向电压（0,7 mA 电流下不超过 20 V）外，还简化为评估其在 3 的小反向电压下的漏电流...测量至少 6 MΩ ，例如VK100-7、VK9-7。 因此，对于 VK15-7，在 9 MΩ 的极限下，针的总偏转电流为 100 nA，并且在 60 nA 的电流下就已经出现了明显的偏差。 测量反向电流时，必须对二极管进行避光保护。 VD1、VD2、VD15、VD16 对漏电流有最严格的要求（+2...3°C 时不超过 60...80nA）； 对于 VD9-VD14，允许的电流不超过 10 ... 15 nA。 特别值得注意的是对二极管VD26、VD27的要求——正向压降不超过0,7V（温度20℃、电流20mA时），漏电流不超过3Ω。 .. 5 μA，反向电压为 120 V，温度为 +60 .. .80°С。 对于其余的小信号二极管，只需使用欧姆表进行简单检查就足够了。 整流二极管 VD28 - VD31，特别是 VD36-VD41，必须分别进行反向击穿电压测试 - 至少 100 和 150V（反向电流高达 100 μA，温度 + 60 ... 80 °C）。 另外，还需要检查流过36.. .41 A电流脉冲时VD50-VD60二极管上的正向电压。 这种检查的方案如图 9 所示。 在 VD38-VD41 桥的示波器上观察到的二极管上的正向电压不应超过 1,3 ...可能不可靠。
齐纳二极管VD22-VD25以通常的方式检查7…8mA电流下的稳定电压。当在放大器中安装齐纳二极管时，希望VD23的稳定电压等于或大约70Ω。 .. 比 VD100 高 24 mV。 检查晶体管VT1-VT10、VT44、VT45的基极电流传输系数和击穿电压Uke就足够了。VT21-VT1的h4E系数应在80……600mA以内。 基极关闭且温度为 5 ... 12 °C 时 VT50-VT250 的击穿电压必须至少为 5 V，VT10、VT1、VT4、VT80、VT100、VT25 的击穿电压至少为 5 V，VT8 ，VT9——不小于10V。开始击穿的标准是电流增加超过44μA。 选择晶体管时，最好选用h45E系数最高的VT80、VT6。 晶体管 VT7、VT40 和 VT50 的 h21E 必须至少为 6，并且在温度 7 ... 11°C 和电压 Uke 12 ... 15 V 时初始集电极电流 Ikeo 不超过 21 μA。 VT13、VT14的电流传输系数并不重要； 唯一重要的是，在集电极电流为 10 mA 且 Uke = 6 ... 10 V 时，它应大于 40。对晶体管 VT16-VT19 的要求更为严格 - 它们在集电极电流约为 21 mA 时的 h10e 和Uke = 5 V 必须至少为 60（最好为 70...100）。 类似的要求适用于 VT20-VT27。 无需根据系数 h21e 选择晶体管，只要扩展不超过 50 ... 80% 就足够了。 对于输出晶体管（VT28-VT43），在21A电流下h40e系数必须至少为1。不宜使用h21e>80的晶体管，因为它们的安全工作区域较小。 基极关闭时的击穿电压 Ukeo 在 100 μA 电流下，VT20、VT13、VT14 b-VT1 必须至少为 19 V，VT80 - VT20 至少为 43 V（VT0,2 击穿启动电流为 20 mA 时） -VT27 和 2 mA（VT28-VT43）。 电压测试温度 Ukeo-60...80°С。 对于VT13、VT14、VT16-VT43，需要进行更彻底的检查。 这是因为这些晶体管中的任何一个的缺陷都很有可能导致其他许多晶体管的故障。 在这方面，他们还需要检查集电极的临界电流和体积电阻。 过高的电阻（通常用于高压晶体管）会导致晶体管过早进入准饱和模式。 该模式下的晶体管仍保持工作状态，但其放大和频率特性急剧下降：截止频率下降一个甚至两个数量级，电流传输系数减小，集电极有效电容增大。 晶体管惯性的如此急剧增加，除了会降低放大器的特性外，还会导致其在 0,6 ... 2 MHz 频率下自激的风险，进而因直通电流过热而导致故障。 在这方面，由于晶体管VT13、VT14、VT16-VT42选择了相对较低的工作电流的模式，因此排除了晶体管VTXNUMX、VTXNUMX、VTXNUMX-VTXNUMX进入准饱和模式的可能性。 电流的进一步降低将导致放大器的转换速率和稳定性裕度降低。 然而，由于晶体管制造商并未对集电极体积电阻的变化进行标准化，因此需要进行验证。 在业余条件下，它包括确定 h21e 对电压 Uke 的依赖性。 该技术包括通过调整基极电流将晶体管的给定集电极电流设置为电压 Uke = 5...10 V，然后将该电压降低到与集电极电流减少 10...15 相对应的值%（具有相同的基极电流）。 该电压（集电极电流开始急剧下降）将是晶体管准饱和开始的阈值（在给定的集电极电流下）。 KT9115 晶体管的阈值电压在集电极电流为 5 mA 时应不超过 14 V，而 KT969 在相同电流下应不超过 3 V。 作为VT13，最好使用具有最低准饱和阈值电压的晶体管。 h21e 值作为初始值，必须在 Uke = 10 ... 12V 下测量。 晶体管 KT961 和 KT639 在 100 ... 150 mA 电流下进行测试，测量 Uke = 21V 时的初始系数 h5e。 该电流下的阈值电压对于 KT1,5 不应超过 639 V，对于 KT1,2 不应超过 961 V。 晶体管KT818和KT819在2A电流下进行检查，而初始h21e必须在Uke = 5V下测量，阈值电压对于KT1,8不应超过818V，对于KT1,5不应超过819V。 检查晶体管 KT818 和 KT819 的临界电流包括在 Uke = 21 V 和两个集电极电流值：5 A 和 1 A 时测量 h3e。在 21 A 电流下测量的 h3e 允许减少至该值的 65%对应1A电流。 具有索引 G818 的晶体管 KT819 和 KT1 与 KT818GM 和 KT819GM 完全相同，仅外壳类型不同（塑料 - KT43-1）。 由于在检查晶体管和超过 50 mA 的电流时，它们会释放足够大的功率用于加热，因此必须非常快速（几秒钟内）或通过将晶体管安装在散热器上进行测量。 检查运放DA1、DA3、DA4如下。 使用示波器和发生器检查图 10 电路中的频率和速度特性。 验收标准是至少 5 V/μs 的大振幅矩形信号（输入 60 V）的上升和下降速率，并且振幅为 4 V 的正弦信号形状不存在可见失真频率高达 1,5...2 MHz。 无信号时运算放大器的电流消耗（通过电源滤波器电阻上的压降测量）必须在 5 ... 10 mA 以内，频率为 20 kHz 时最大输出电压的幅度至少为 ± 14 V. 退出限制不应伴随瞬变。
通过短路输入和闭合触点 S1 和 S2 来检查噪声和偏置电压，这会将运算放大器置于增益为 50 dB 的比例放大器模式（打开 S2 将噪声带限制为 50 kHz） 。 输出噪声电压不得超过 1,4 mV（示波器屏幕上的峰峰值为 7 mV），并且直流偏移不得超过 ±1,5 V。 根据图 2 所示的方案，通过打开 DA11 运算放大器来检查它。 200. 适用性的标准是当手触摸端子 3 DA2 时，输出端存在不超过 XNUMX mV 的直流电压，并且运算放大器的输出端出现拾取信号。
以类似的方式检查运算放大器 DA5。 在稳定状态下（1-2 分钟后）输出，恒压不应超过 80 mV，示波器屏幕上的噪声电压摆幅不应超过 1 mV（峰峰值）。 测量噪声时，必须保证良好的屏蔽。 尺寸为 310 x 120 mm 的板（见图 12）由厚度为 1,5-2 mm 的双面箔玻璃纤维制成，并带有金属化孔。 它设计用于在 KT-12 外壳（例如 KT28G 和 KT818G）或 TO-819（引线间距为 220 mm）中的输出级安装多达 2.5 个强大晶体管。
PCB 特性和放大器安装 上图。 图13显示了一个通道的板上元件的布置（参见图12）。 除了电路图（图 4）中所示的大部分元件外。 该板可用于安装许多附加组件。 为了保持板上新旧元件的编号一致，它们被分配了连续的序列号或字母索引，例如VT23A。 R86B。
结论 K0、K1 - 公共电源 K2——公共信号，短路——信号输入； FBH——输出+OS； FBL - 退出 -OS。 该板设计用于安装更常见的大功率晶体管 KT818G 和 KT819G，每肩最多 12 个。 在这方面，跟随器第二级（VT20-VT27B）中的晶体管数量已从每臂四个增加到六个，并且VT16-VT27B的静态电流也增加了。 此外，还需要更改一些电阻的值：R76。 R77 现在为 130-150 欧姆（而不是 390 欧姆）。 R78-R81 - 每个 8,2 至欧姆（而不是 15 欧姆）。 R64、R66 的值减小到 10 欧姆也是有意义的。 晶体管VT16-VT19必须配备由铝合金制成的板式散热器，厚度为1,5 ... 2毫米，表面积至少为25厘米^ - 每对晶体管一个。 对于 VT13 和 VT14，还提供小型散热器 (8...10 cm^)。 减少VT13的发热。 VT14，您还可以将R59和R63的额定值稍微增加到160欧姆（而不是150欧姆）。 此外，R82-R85 的额定值降至 13 欧姆（而不是 68 欧姆），R86 - R93 的额定值降至 3,3 欧姆（而不是 4,7 欧姆）。 这些变化还影响了校正电路的额定值 - C16 现在的电容为 470 pF（而不是 270 pF）。 R25 和 R26 - 各 2.7 kOhm（而不是分别为 4,7 kOhm 和 1 kOhm）。 R33 现在的额定值为 47 欧姆（而不是 220 欧姆）。 R38 和 R44 - 各 2.2 kOhm（而不是 2 kOhm）。 R64 和 R66 - 各 10 欧姆（而不是 15 欧姆）。 电容器C17。 C18 可以用一根 3-3,3 pF 的管状电容代替，也可以用两个 6,2 pF 的各一根（如有必要，根据瞬态类型进行选择）。 为了增大VD20、VD43开通时VT26-VT27两端的最小压降，需要在晶体管VT16-VT19的发射极串联一个正向导通的KD521A二极管。 董事会上没有他们的位置。 因此，将二极管焊接到相应的发射极端子和接触焊盘之间的间隙中是最方便的。 除了指示 PA 本身的失真（由输出信号的“硬”限制引起）之外，还引入了指示“软”限制器操作的可能性。 这是通过改变其方案来实现的（见图 14）。 当“软”限制器被触发时，电阻器 R126 上会出现相应符号的电压，当仅超过软限制阈值 0,6 ... 90 mV 时，其绝对值达到 100 V。 二极管 VD1,2-VD1,3 阻止该电压进一步增加到 46 ... 49 V 以上。
此外，还可以将运算放大器 DA 1 的输出级输出为“A”类模式，以减少其非线性以及在相对低电阻（3.5 kOhm）负载下工作时检测高频干扰的影响。 4 ... 6 mA 电流源由 KP46E 或 KP303E 型场效应晶体管 VT364 和电阻器 R125（约 150 欧姆）构成。 由于即使没有电流源，KR140UD1101 的失真也非常小，不会对 UMZCH 失真的总体水平产生过大的影响。 VT46 和 R125 的安装是可选的。 安装VT46时，需检查其漏栅击穿电压，不应低于40V。 为了限制安装的寄生电感，输出级VT20-VT43的晶体管的输出直接焊接到印刷电路板上。 这项措施是由于大功率晶体管发射极端子的寄生电感会降低其实际截止频率。 考虑到这一点，很明显，为了实现截止频率为 5 的相对“慢”输出晶体管的速度...... 为此，特别将输出晶体管以及 VD37-VD41 二极管（在图 13 中以红色显示）放置在散热器侧面的印刷电路板下方，并通过绝缘层与其绝缘。由 Nomacon 类型或类似的导热橡胶制成的垫圈，在极端情况下，由 lavsan 制成。 您还可以将云母、铍或氮化铝陶瓷与导热膏结合使用。 使用垫片时，特别是薄垫片时，必须仔细检查配合面的清洁度，防止金属屑或毛刺沾到上面。 用于两个通道的两个散热器以侧壁的形式集成到放大器外壳中。 散热器的图纸如图所示。 15.
VT28-VT43、VD36-VD41使用钢板进行夹紧（图16）。
通过“平面”放置强大的半导体器件，该板在结构上与散热器结合在一起。 这种情况需要使用特殊的放大器组装技术。 首先，将除电容器C80、C81、晶体管VT15、VT20-VT43和二极管VD36-VD41之外的所有部件安装在印刷电路板上。 此外，这些具有模制引线的晶体管(除VT15之外)和二极管例如使用导体布置在散热器上的座上，并像这样用板(下文将介绍)压制。 这样他们就可以毫不费力地移动。 然后将他们的结论放在一块板上，利用元素的移动性将结论与漏洞对齐。 之后，将板固定在 10 毫米高的安装柱上（靠近板角的四个孔）或几个临时支撑物上，例如 20 毫米硬木立方体。 接下来，焊接所有结论VT43-VT36和VD41-VD20。 之后，松开夹子，并将电路板以及二极管和晶体管从散热器上取下。 检查VT43-VT36、VD41-VD40（端子VD41、VD80位于C81、C0,6下方。不应突出板子超过80毫米）和安装电容器C81的焊接质量。 C28。 晶体管和二极管的安装可以分几个阶段进行，从VT43-VT15开始比较方便。 充当温度传感器的 VTXNUMX 晶体管被焊接到电路板上，使其主体进入盲孔。 钻入散热器。 这种设计在高阻放大器电路中提供了最小的寄生电容。 然后，只需用一层薄薄的导热膏润滑所有接触表面，用膏填充 VT 15 散热器上的孔，并小心地将所有部件“干净”地组装起来。 布局晶体管时，应遵循以下规则：h21e 最小的晶体管位于放大器板低信号部分的一侧，而最大的晶体管位于 XP4 一侧。 晶体管 VT20-VT27 使用带螺母的螺柱或 M2.5 六角螺栓通过绝缘垫圈连接到散热器。 螺母（或螺栓）用开口扳手拧紧。 为了防止紧固件与晶体管集电极闭合，在螺柱上放置了一段直径为 2,8 ... 3 mm、长度为 2 mm 的薄壁绝缘管。 通过在直径为2,5 ... 2,6毫米并用机油轻微润滑的心轴上缠绕几圈拉夫桑胶带（“胶带”）来制造这样的管并不困难。 安装前，晶体管和二极管的接地面必须在接地棒上接地。 之后，为了防止垫圈出现缺口，从安装孔和晶体管外壳的边缘去除小倒角（0,2 ... 0,3 mm）。 为了连接负载开关继电器，PLS 型 ХР26 针连接器的 2 针部分安装在电路板上 [10]。 用于计算机。 输出滤波器电路连接到连接器的偶数触点，而强大的放大器级的输出连接到奇数触点。 如果对可用连接器的质量有疑问，可以将来自继电器的电缆直接焊接在板上。 每个放大器通道板的输出信号也通过 XRP 连接器通过 26 线带状电缆馈送。 “信号”是奇数触点，偶数触点连接到公共电线。 在本例中，输出滤波器的元件为L1、L2、R118-R.121、C77-C79。 跳线S2和S3位于靠近放大器输出端子的小屏蔽板上，以便可以从后面板访问跳线。 线圈之间的距离至少为25毫米，并且最好彼此成直角放置。 线圈 L1 (1,3 μH) 有 11 匝，L2 (1.8 μH) 有 14 匝直径为 1.7 ... 2 mm 的 PEV 线。 它们在直径为 18 毫米的框架上一圈一圈地缠绕。 线圈用环氧树脂固定。 过滤板的筛网采用非磁性材料制成。 它必须距线圈至少 25 毫米。 为了保持放大器的稳定性，带状电缆的长度不得超过 350 毫米。 为了简化放大器的安装，整流器 ±53 V（VD8、VD9 - 图 7 中）的二极管电桥从自动化单元转移到 PA 板。 每个电桥（板上 - VD42-VD45）都组装在单独的 KD243B 二极管上。 KD243V 或 KD247B。 为降低电容C80的峰值电流。 C81必须采用较小的容量——1000微法拉。 电源变压器 T1 绕组的输出通过引脚间距为 4 mm 的八引脚 MPW-8 XP11 连接器 [5.08] 连接到放大器板。 通过复制大电流电路的触点来实现可靠性和低接触电阻。 您可以安装终端连接器或简单地将电线焊接到印刷电路板的孔中，而不是连接器。 为了便于安装，放大器板和自动化单元之间的所有连接都连接到一个连接器 - XP1。 因此，该板没有采用具有三个引脚的连接器（XP1 - 图 4 中的连接器），而是采用了一个具有 14 个引脚的 IDC14 类型连接器。 其触点的用途和编号根据表进行更改。 1.
因此，连接器的配合部分的触点的编号也被校正（图1中的XS5-）。 过载指示灯和“复位”按钮通过它连接到放大器板。 直流电压检测装置（见图 16）低通滤波器的电阻器 R26（R7 - 用于另一个通道）通过 XP5 连接器的引脚 1 和附加保护电阻器 R124（带0,3 - 4,7 kOhm 的电阻 - 图中未显示，但在电路板上）。 软限幅器驱动信号（见图 14）通过一个附加阈值节点进入指示器（在本文的下一部分中将详细介绍），类似于失真指示器。 在没有引入软限位指示器的变型中，放大器板上没有安装VD46-VD49二极管，并且焊接了跳线来代替电阻R126。 VT46 的元件。 如果DA125运放不需要切换到“A”类模式，则不安装R3。 该板没有跳线 S1（见图 4），而是具有 PLS 连接器的四针部分。 同时执行多个功能。 首先，您可以更改扬声器电线上的压降补偿器的操作模式。 在引脚 2 和 1 之间设置跳线对应于四线模式，在引脚 2 和 4 之间设置跳线则启用三线模式（如 [3] 中）。 其次，在测试放大器时，该连接器用于通过 R30 电阻向放大器提供测试信号，绕过输入低通滤波器和软限幅器。 这使您可以将两个发生器的信号相加，以测量互调失真，并使用方波脉冲信号观察放大器中的瞬态。 对放大器的两个原型进行的实验表明，对于我们所使用的 KT9115 和 KT969 晶体管，超过 70% 的测试晶体管的截止频率明显较低。 KT9115 的推荐替代品是 2SA1380。 适用于 KT969 - KT602BM 或 2SC3502。 这些晶体管比 2SAl538n2SC3953 更不易产生自激。 此外，在限制模式下测试放大器时，发现末级晶体管的可靠性不足——如KT639。 BD139也是如此。 BD140。 作者对这些晶体管的可用副本的安全操作领域进行的研究表明，不足以保证放大器在高温下的可靠操作。 为了提高放大器的可靠性，特别是在电源不稳定的情况下，建议根据负载实际所需的最大功率降低电源电压。 当放大器的输出级供电电压超过±28V时，应使用廉价的进口639SB961晶体管来代替KT2Zh和KT649A。 2SB649A（pnp结构）和2SD669。 2SD669A（npn结构）。 并采用 ±40 V 电源 - 2SA1837 和 2SC4793。 如果放大器中使用了推荐以外的组件，则连续或更糟糕的是，各个晶体管的射频生成取决于有用信号。 此缺陷最有可能出现在 VT13 中。 VT14、VT6 和 VT8。 为了抑制晶体管VT13和VT14的产生，分别设置了B64C41和R66C42电路，但使用了VD23齐纳二极管。 具有大电容的 VD24 与高频晶体管（2SA1538 和 2SC3953）一起，可能需要在基本电路中包含 22 ... 47 欧姆电阻。 因此，这些电阻器的焊盘设置在电路板的背面（尺寸 0805 用于表面安装）。 出于同样的目的，在VT5晶体管的基极和发射极之间提供安装位置。 VT8 串联 RC 电路，额定值分别为 10 ... 20 欧姆和 100 ... 300 pF。 以保证p-n结VT6不会退化的可能性。 VT8在瞬变期间，当其集电极电路通电时，需要将KD521A二极管正向导通：将其焊接到集电极（VT6、VT8）的孔中，具有一个输出。 相应晶体管的集电极连接到另一端。 功率电阻器R94-R109。 R122。 R123可降至0.5W。 顺便说一句，该板的设计允许您使用 0.25 W 电阻器，而不是 0,125 W。 为了增加电路板上的安装密度，许多元件被放置在其他元件的下面（例如，VD19 二极管位于晶体管 VT5、VT7 的下面）。 因此，在安装电阻器和二极管之后安装大尺寸元件，例如薄膜电容器。 电容器 C53 - C76 的安装位置允许安装两种最常见的尺寸：直径为 22 或 25 毫米，端子之间的距离分别为 10,3 或 12,7 毫米。 也可以安装带有爪形端子的电容器。 当使用不完整的电容器 C53 - C76 时，最好将它们放置在靠近电路板中心线的位置。 电容器C30、C3。 C80 和 C81 的直径不得超过 18 毫米，端子之间的距离不得超过 7,5 毫米。 C1下方的安装位置专门用于安装电容器K73-17。 K77-2。 K78-2或进口（插针间距3.5、15或22.5毫米）。 陶瓷电容的结论是这样成型的。 使它们之间的距离为 5 毫米。 另外引入了电容器C11A。 C19A——阻断电源电路→16,5V，其电容为0.1uF。 由于印刷电路板的一侧几乎完全被一层普通导线占据，因此在寻找走线之间的短路时“通过光”检查是很困难的，因此必须尽最大努力来完成。关心。 组装好两个电路板原型后，根据上述建议对组装的放大器进行了初步测试。 同时，与之前对功率放大器本身的测量（没有输入滤波器和软限制器）相比，直通路径的失真是与滤波器和限制器一起测量的。 测试在 Audio Precision System One 综合体上进行，该综合体实际上是音频技术的世界标准。 该综合体中使用的失真测量方法已由 IEC 标准化。 不仅要考虑失真产物，还要考虑宽带噪声（22、80 或 200 kHz 频段）。 此功能虽然高估了信号电平降低时的失真水平（它们被噪声掩盖），但它使得检测各种参数效应的产物成为可能：随着信号电平的增加，噪声的增加检测动态不稳定性和装配噪声。 图 4 显示了在电源电压为 ±38 V、频率为 1 和 20 kHz 的 17 Ω 负载中测量谐波加噪声 (THD+N) 与功率电平的函数关系的结果。 80. 该图清楚地显示了分析仪最大灵敏度下自动切换限值所引起的特性锯齿行为。 “软限制器”的开始对应于大约100 ... 12瓦的功率。 输出功率80～200W时，0.003kHz以下频段THD+N值不超过20%。 此外，1 kHz 频率下的失真水平（下曲线）甚至比 1 kHz 频率下的失真水平还要小。 在功率为 200 W 时，UMZCH 板（无屏蔽和外壳）在高达 0,0085 kHz 频段内的总背景、噪声、干扰和失真不超过 81% (-XNUMX) dB 的水平。
在其他特性中，100 kHz 频率的动态互调失真 (DIM-15) 水平对输入信号电压的依赖性很重要（图 18）。
对放大器布局的仔细研究揭示并证实了许多其他有趣的特征，例如，甚至在 OOS 打开之前，随着信号频率的增加，输出级中的“阶跃”消失。 从结构上讲，功率放大器采用金属外壳制成，分为多个隔室。 这些元件主要位于印刷电路板上。 除了安装在侧壁上的功率放大器板-散热器之外，壳体内还安装有输出滤波器板、负载保护继电器板和自动化板。 放大器的前面板上放置了一块带有 LED HL1 - HL4 的板，用于指示失真和保护操作，以及用于重置保护触发器的按钮 SB1（见图 19）。 所有板通过IDC系列连接器和14和26芯扁平电缆互连。焊接连接仅用于信号电路和大电流电源电路。 电源变压器 (TT. T2) 直接安装在放大器底盘的屏蔽室之一中。 光晶闸管VS1和VS2通过绝缘垫片安装在面积约100cm0,022的板式散热器上，与变压器位于同一隔室。 它还与放大器外壳隔离。 为了抑制电源开关触点上的火花，额外引入了与触点并联的串联 RC 电路（240 μF，XNUMX 欧姆）。 放大器的输入电路有额外的屏蔽。 为了提高放大器的抗噪声能力，在其输入和输出电路中提供了共模变压器（图1中的T4、T7-T19）。 每个通道中的同相变压器 T1 必须制作在大尺寸（直径 40 ... 80 mm）铁氧体环上，磁导率至少为 1000，横截面积至少为 1 cm2 。 四根导线放在一起的绕组匝数在10-15匝以内，大电流导线的横截面必须至少为1.5mm2。 OS 电路的绕组最容易使用 MGTF-0.12 线制作。 共模变压器T4-T7可用MGTF-0.07线绕在铁氧体K17x8x5或类似材料制成的环上制成，匝数约为20匝（缠绕至填满窗口）。 还引入电阻器 R47 - R50 以抑制寄生谐振。 跳线 S2 和 S3 的设计也发生了变化（参见 4 年第 11 号无线电中的图 1999）——它们被集中到一个六针组中。 要在四线模式下打开放大器，请闭合触点 3 和 5、4 和 6。在两线模式下 - 1 和 3、2 和 4。 放大器设置 所述放大器具有大量直接连接的有源元件，因此，在业余条件下，建议分级设置。 设置需要以下设备：带宽至少为 20 MHz（更好 - 150 ... 250 MHz）且灵敏度至少为每格 5 mV 的示波器（例如，C1-64、C1-65. C1-70、C1-91、C1-97、C1 -99、C1 -114、C1 -122)，矩形脉冲发生器，幅度为 3 ... 10 V，重复率为 10 ... 250 kHz 且前沿持续时间不超过 15 ns。 正弦信号发生器，幅度高达 5 V，频率范围上限至少为 1 MHz（优选高达 10 ... 20 MHz，例如 GZ-112）。 该发电机的谐波因数并不重要。 此外，您还需要一个数字或指针万用表，以及两个电阻为 3.9 ... 10 欧姆的线绕电阻器，以实现至少 25 W 的耗散功率（在检查性能时它们包含在电源轨中） ）。 当然，还需要等效负载。 脉冲发生器可以组装在高速CMOS微电路元件上。 例如，KR1564、KR1554、KR1594、74ANS、74AC、74AST系列，最好使用TL2（或类似）微电路的施密特触发器。 发生器本身（多谐振荡器）可以根据任何已知的方案进行组装，但是为了形成陡峭的前沿，其信号必须通过几个顺序连接的逻辑元件。 要检查放大器级的射频处是否存在自激闪光，您需要带宽至少为 250 MHz 的示波器（C1-75、C1-104、C1-108）。 如果没有，您可以尝试使用带有至少 250 MHz 频带的检测头的电压表（VK7-9、VK7-15）。 如果需要评估放大器引入的非线性失真的幅度和性质，则需要具有低噪声和失真的正弦信号发生器（GZ-102、GZ-118、GS-50）。 配备陷波滤波器，以及高灵敏度（每格不低于100μV）示波器用于监测残余信号。 动态范围至少为 80 dB (SK4-56) 的频谱分析仪也很有用。 值得提醒的是，对于放大器中的所有焊接，都必须断开网络连接。 首先，供电和自动化有待验证。 正如前一部分已经提到的，它引入了选择信号源来指示失真的功能。 为此，使用触点组 S1（图 19）。 在引脚 1 和 3、2 和 4 之间安装跳线对应于 PA 本身失真的指示，在引脚 3 和 5、4 和 6 之间安装跳线则对应于“软”限制器操作的指示。
首先，您需要检查稳定电压的值（它们应在± 16 ... 17.2 V 范围内）、纹波幅度（范围不超过 1 mV）以及是否存在自激-在大约5mA的负载下激励稳定器DA8-DA100（160欧姆电阻器，功率为2W）。 使用具有“闭合”输入的示波器检查纹波和可能的产生。 然后检查自动化单元。 为此，端子 7 和 8（或 4 和 11）DAZ 和 DA4 通过跳线从安装线 1MGTF-0.07 等暂时连接到公共线。 接下来，打开自动化单元的电源，检查复位脉冲是否通过了引脚 6 DD3。 DD12 的端子 8 和 3 处存在脉冲，以及光晶闸管和继电器的开关序列通过（参见《无线电》，7 年第 12 期中的图 1999）。 请注意，由于放大器总静态电流的增加，“启动”电阻器（R11、R12）的数量已增加至 3 个，并且其值已减小至 100 - 120 欧姆。 用于检查 DA3 比较器上的诊断节点。 DA4 移除其输入与公共线的连接。从 DA3 端子上移除相应的跳线后，由于输入电流，在其输入处出现一个信号，并且 HL1 或 HL2 LED 亮起（U5 板。见图 19）。 将 DA4 引脚上的两个跳线中的任何一个排除在几秒钟后，都会关闭继电器和光晶闸管。 测试完成后，移除 DA3 和 DA4 上的所有跳线。 检查变压器 T1 端子标记的正确性也很有用 - 绕组的错误连接可能会产生深远的后果，甚至导致强大的晶体管故障和氧化物电容器组的致敬。 检查电源和自动化后，您可以开始设置放大器本身（当然，每个通道单独设置）。 首先，必须将调谐电阻R60的引擎设置到与其最大阻值相对应的位置（逆时针转动到底）。 为了打破OOS环路，在检查放大器的输出级时，临时焊接了R33。 为了消除设置时“软”限制器的影响，电阻器 R16、R17 的阻值必须减小到 56 ... 62 kOhm。 您还需要储备一个标称值为 10 - 22 kOhm 的多匝可变或微调电阻器以及一个标称值为 10 kOhm 的普通（单匝）可变或微调电阻器。 设置放大器时，触点组 S1 中不应有任何跳线。 第一阶段是评估 VT5 - VT43 上的级联性能。 首先，检查直流模式和保护单元的健康状况。 为此，晶体管VT5的基极端子通过跳线连接至公共线。 VT7，使用焊接输出R33的孔（VT5、VT7的基极连接在板上）； 然后，他们将 ±40 V 电源电路闭合至公共电线，并将电源和自动化连接至 XP1 连接器，并将变压器绕组连接至 XP4，后者提供 ±53 V 电源（极端触点）。 在这种情况下，必须将整流器 ±40 V 的绕组与 XP4 断开。 输出RLC电路和负载尚未连接。 之后，接通电源，检查晶体管VT13、VT14的直流模式。 该级的电源电压（可以方便地分别在电阻器 R72 和 R75 的端子上测量）应比输出的实际电源电压高 ± 52 ... 55 V 或 12 ... 15 V阶段。 子和王座 VD23 和 VD24 上的电压应约为 3 V。电阻器 R59 和 R63 上的电压约为 2.4 V。R44 和 R38 上的电压约为 15 V。集电极 VT13、VT14 上的电压相对于公共线不应超过1V。测量时，必须注意避免设备的探头与公共线意外短路被测电路（最好是有绝缘涂层的板——“绿色”）。 晶体管VT9-VT12、VT44、VT45在上电后必须保持闭合状态。 为了检查保护阈值，在VT44基极和+53V电源线之间连接一个10kΩ可变电阻，其滑块通过限流电阻（1-1.5kΩ）连接到其中一个端子，并将其设置为最大阻力位置。 接下来，打开电源，缓慢转动电阻滑块，直至保护触发被激活，显示板上与相应放大器板上的 VD3 并联的 HL4（或 HL22）LED 亮起。 然后测量放大器输出端与VT44三极管基极之间的电压：内部1,7…2.2V内的值视为正常。 接下来，他们尝试使用 SB1 按钮（在显示板上，见图 19）重置保护触发器。 不应进行任何重置。 之后，关闭电源，焊接可变电阻器并测量其两端之间的电阻。 当电源电压为 ±53 V 时，其电阻值应约为 5 kOhm。 接下来，以相同的方式检查切换阈值VT45。 唯一的区别是使用-53V电源电路连接电阻，保护阈值应该大致相同。 还需要检查保护触发后稳压二极管 VD23 和 VD24 两端的压降 - 不应超过 0.4 V。 此后，检查信号是否通过运算放大器DA1。 DA1 输出端的恒定分量不应超过 25 mV。 当用手触摸电容C1的端子时，输出DA1处应出现与市电频率相干扰的干扰信号。 如有必要，您可以使用发生器来控制信号流并评估滤波器的频率响应（-3 dB 级别的截止频率应约为 48 kHz）。 在频率为 1 kHz 时，其增益为 2。 下一步是检查性能并设置晶体管 VT5 - VT8 级联的静态电流。 VT13 - VT43。 这将需要一个正弦信号发生器、一个示波器（最好是双通道）。 万用表。 能够测量80 ... 100 m8的恒定电压，误差不超过5 mV，以及前面提到的多匝可变电阻器。 验证如下。 VT5和VT7基极现在与公共线断开并连接到多匝电阻引擎，另外两个电阻输出连接到+16.5和-16,5 V总线。设计用于为输出级供电，连接到通过电阻为 40 - 4 欧姆且功率至少为 2.3 瓦的电阻器连接相应的触点 XP6.7（引脚 3,9 和 10）。 为了避免意外烧伤自己，将每个电阻器放入单独的一杯水中非常有用。 打开电源，检查电源总线上的整流电压 ± 40 V（可以在 9 ... 25 V 范围内）是否存在且对称，以及集电极和发射极 VT15 之间的电压。 如果超过4,5V，必须立即关闭电源并增大R61的阻值。 接下来，将电压表连接到VT14集电极并再次打开电源。 通过旋转多匝可变电阻器的引擎，在 VT14 集电极上相对于公共导线设置 -2.5 ... -3.5 V 的电压。 此时，VT5和VT7基极电压不应超过±1V。通过在较小范围内选择电阻R59来消除不对称性。 齐纳二极管VD23（偏差为“正”）或R63。 VD24（“负”有偏差）。 如果无法建立对称性或以VT5为基准平衡所需的电压。 VT7 超过 3 ... 4 V。需要检查安装并更换故障元件。 故障的间接迹象可能是电阻器或晶体管过热。 在电压放大器中达到对称性后，它们开始设置输出级的静态电流。 此过程最好也分几个步骤完成。 首先，接通电源，检查晶体管VT20-VT23和VT24-VT27基极之间的电压。 如果超过2.5V，则VT20-VT27晶体管之一很可能已损坏。 然后检查基极-发射极结VT16的电压。 VT18 和 VT17。 VT19 - 它们必须向前偏移。 接下来，检查基极-发射极结VT20-VT23和VT24-VT27处是否存在反向偏压。 之后，小心地顺时针旋转 R60 发动机，将晶体管 VT20 - VT23 和 VT24 - VT27 基极之间的电压设置在 2.2 ... 2.3 V 范围内。输出晶体管将保持 B 类模式。 之后，检查输出级的性能。 来自发生器的正弦信号通过容量至少为 5 μF 的去耦电容器（可以是陶瓷电容器）馈送到 VT7、VT0.33 的基极，示波器的“开路”输入连接到连接发射极电阻的总线输出级（R94 - R108）。 使用XP2连接器连接方便。 在调整过程中，在其触点上安装了一个跳线，使所有触点彼此闭合。 使用双通道示波器时，可以方便地将第二通道连接到基极VT5、VT7。 打开电源后，他们检查放大器输出端的恒定电压 - 应设置在±4V范围内。否则，您需要调整设置VT5、VT7基极电压的多匝电阻。 通过将振荡器频率设置为 10 kHz 并将其输出信号电平平滑地增加到 0.2...0.5 V，放大器输出信号受到限制。 进入和退出限制必须是无瞬态的。 在 5 kHz 频率下，从基极 VT7、VT10 到放大器输出的传输系数可在 110 ... 160 范围内。通过将输出信号电平降低到 1 ... 2 V 并将负载连接到当频率增加到 50 ... 100 kHz 时，他们会检查输出信号的“阶跃”是否急剧下降。 确保输出级正常工作后，他们继续进行静态电流的最终设置，通过发射极电阻器上的电压对其进行控制。 为此，例如，在任意一对输出晶体管的发射极之间连接一个电压表。 VT28和VT36，并通过调节电阻R60将该电压设置为180mV。 当不施加来自发生器的信号时，级联输出端的电压不应超过±3.-4V（必要时用多匝电阻调节）。 与大多数其他放大器不同，该放大器的静态电流会随着加热而减小，因此必须在放大器预热后进行最终调整。 设置静态电流后，检查级联的其他发射极电阻器上的压降。 它应该在 70 ... 120 mV 范围内。 发射极电阻电压异常低或过高的晶体管应予以更换，但不一定要达到精确的电压相等。 并联连接的输出晶体管的基极-发射极电压值的分布有助于输出级肩部的更平滑切换，从而减少失真（相对于所有晶体管同时切换的情况）。 设置静态电流后，建议检查放大器中各个晶体管的 RF 生成是否闪烁。 为此，将容量为 1 ... 10 pF 的电容器焊接到高频示波器 500:2,2 探头的末端（此类探头的输入电阻为 3.9 欧姆，但输入电容可忽略不计） ）。 然后，将频率为 5 ... 7 kHz 的信号从发生器施加到基极 VT0.3、VT1，并逐渐增加信号电平，它们会在以下点处寻找高频振荡的闪烁：发射极VT5、VT7上，发射极和集电极VT6、VT8上，基极VT13、VT14上，集电极VT13、VT14上，发射极VT16-VT19上。 如果示波器足够灵敏，最好不要连接探头，而只是将其抬起，因为射频电压是在探头上完美感应的。 检查连接输出和前级晶体管基极的总线上是否存在 RF 电压也很有用。必须在提供给基极 VT5、VT7 的整个信号幅度范围内查看每个点 -从它的缺失到深度的限制。 如果没有高频示波器，可以使用宽带电压表，但由于低频信号被削波时的谐波，它可能会给出错误的读数。 当识别自激晶体管时，最好将其替换为其他批次中可用的晶体管。 如果更换后未达到预期效果，则在基极和发射极端子之间安装串联 RC 电路，其额定值从低功率晶体管的 33 - 68 欧姆和 100 pF 到中功率晶体管的 470 pF 和 10 欧姆。 您还可以尝试在生成晶体管的基极目标上串联一个标称值为 10 - 39 欧姆的小电阻。 在降低电源电压下进行测试后，消除±40V整流电路中的电阻，并重新验证全功率高频时不存在自激 在存在频率范围高达 10 MHz 的正弦信号发生器的情况下，非常需要控制从 VT5、VT7 到 XP2 路径的低信号频率响应和相位响应。 在业余条件下，使用双通道示波器最方便地完成此操作。 输入信号提供给一个通道（来自底座 VT5、VT7），另一个通道提供来自 XP2 连接器的信号。 使用单通道示波器时，您必须将其扫描设置为与来自发生器的信号的外部同步模式（许多信号发生器还具有用于示波器同步的输出），以便评估波形偏移的相移。 当去除低信号频率响应和相位响应时，输出电压从峰到峰的范围必须保持在0.5 ... 1 V之内。对于放大器的稳定性，1 ... 10 MHz的频率范围是最重要的。 频率响应和相位响应的公差和标称值在表中给出。 2.
必须对输出电压恒定分量的三个值进行测量 - 一次针对接近零的电压，另外两次针对未达到限制阈值 2 ... 4 V 的输出电压在每一侧。 由于频率高达 7 MHz 的输出电压恒定分量的变化而导致的相移增加不应超过 6 ... 9"。如果在测量期间检测到过大的相移，则通常，这是由于晶体管VT 13 - VT 19（较少见的是VT20 - VT23或VT24 - VT27）的截止频率不足。 低质量电容器 C53 - C76 的寄生谐振也会导致频率响应和相位响应异常。 因此，使用发生器平滑“通过”1 ... 10 MHz 的频率范围是有意义的，观察输出电压的变化以确保频率响应和相位响应峰值没有急剧跳跃。 在测量高频频率响应和相位响应时不应连接负载，因为 500 kHz 以上的 RLC 输出电路实际上将负载与放大器本身的输出分开。 如果需要，您可以通过将 VT5 应用到基极来检查放大器的最大转换速率。 频率为 7 ... 0.8 MHz 的 VT1.2 信号。 逐渐增加其电平，注意出现转换速率限制的时刻（正弦波的半波失去对称性）。 然而，这个实验风险极大，可能会导致强大的晶体管失效。 与此相关。 KT818、KT819系列晶体管的最大允许集电极-发射极电压上升率为150 V/μs（最好的进口晶体管为250 ... 300 V/μs），放大器速度可达160 ..200V/μs。 建议在此测试期间将输出级电源电压降低至 ±30 V。 成功完成检查后，将电阻器 R33 焊接到位。 将初级级联连接到运算放大器 DA1。 并在整流电路中重新接入±40V保护电阻。XP2连接器上安装跳线，C52端子闭合。 放大器的输入连接到公共线。 示波器输入必须连接到 XP2。 打开放大器电源后，现在被通用CNF覆盖。 放大器输出端的恒定分量的稳态值不应超过几mV，宽带输出噪声的幅度不应超过10mV。 而且，这种噪声的主要部分是来自无线电台和网络频率背景的高频干扰。 如果运放的电源出现晚于或早于输出级电源上升或下降，则当放大器开启和关闭时，可能会沿着 OOS 环路出现自激闪烁。 它们不会造成危险，只是不建议在关闭放大器后立即打开放大器。 为了延缓运算放大器电源电压的下降，电容C22的电容。 自动化单元中的C23和C32、C33建议增大到2200uF。 如果放大器在打开电源后进入连续发电状态，并且先前检查从 VT5、VT7 到 XP2 连接器的级联相位响应给出了肯定结果，则很可能存在安装错误或元件 R22 - R25 的额定值。 R27。 R28。 C16-C18。 或者运算放大器 DA3 有缺陷 - 稳定性裕度降低。 另一个原因可能是更换后输出晶体管的静态电流发生变化（减少静态电流会降低输出晶体管的速度并增加它们引入的相移）。 其余原因不太可能。 注：4～10 MHz范围内的频率响应不均匀度相对于0.7 MHz频率下的值应在-2 .. +4 dB范围内，并且频率以上频率响应的上升10 MHz 不应超过 3.. 3.5 dB。 消除生成后，只剩下检查 NF 环中的稳定性裕度。 为此，来自矩形脉冲发生器的信号被馈送到放大器板上的 S1 组（图 1）的引脚 13。 发生器信号的幅度应为 5 ... 10 V。而在 XP2 上观察到的放大器输出信号的幅度应为 20 ... 8 V。 应该是一半。 在这种情况下，脉冲前沿处的浪涌相对幅度不应超过 20%（在作者的副本中约为 20% - 见图 10）。 最重要的是，锋线之后的“铃声”应该在不超过一个半周期内完全消失。 “架子”上有一个小“波纹”，如图所示。 图90是组装有脉冲发生器的数字微电路的电源电路中的寄生谐振的结果。 上升或下降时间（稳态水平的 70% 和 21%）应约为 XNUMX 纳秒（见图 XNUMX）。
如果来自发生器的信号具有相同的上升和下降，则放大器输出端的上升和下降的外观应该是完全对称的。 如果不是的话。 那么电压放大器的其中一个臂（VT5 - VT8、VT13、VT14）或输出跟随器很可能存在有缺陷的元件。 DA3 也可能有缺陷。 如果浪涌超过20 ... 25%或浪涌后明显出现“振铃”，则需要增大电容器C46的电容值并选择电阻器R71以最快地衰减瞬态。 然后需要检查负载下放大器在整个输出电压范围内的稳定性裕度。 为此，将输出 RLC 电路（L1、L2、R118-R121、C77、C78）和标称电阻为 0.8 倍的有源负载连接到 HRP。 之后，通过连接的负载检查 XP2 上的瞬态类型。 接下来，消除放大器输入端与公共线的短路，并将来自正弦信号发生器的低频（100 ... 200 Hz）信号馈送到放大器输入端。 在这种情况下，矩形脉冲发生器仍必须连接到S1。 通过增加正弦信号的幅度，在 XP2 上观察到不同瞬时输出电压下的瞬态过程，直至极限阈值。 如果当输出电压接近削波阈值时，方波瞬态没有出现过度的过冲和“振铃”，则可以关闭±40 V整流电路中的安全电阻，并在全功率下重复测试。 连接输出滤波器板的电缆长度不能超过0,4m，最后可以断开负载并检查空载瞬态响应。 不建议将相位裕度增加到 80 ... 90' 以获得 UMZCH 中没有浪涌的瞬态（与大多数其他宽带放大器一样）。 同时，OOS的带宽缩小了数倍，特别是在工作频率范围上限处可达到的深度也缩小了。 做出这样的决定通常是因为需要确保放大器在复杂负载下运行时的稳定性，但是，如您所知，断头台并不是唯一的，也不是解决头痛的最佳方法。 据作者介绍，输出滤波器中的几个元件对于将 OOS 带宽扩大一个数量级的机会而言，价格并不算太贵。 设置的最后一步是设置软限制阈值。 在设置阈值之前，必须拆下 C52 上的跳线，并将 +OS 输出 - FBH 触点（板上 - 电阻器 R40 和 R41 之间）连接到 XP2 引脚。 将跳线保持在连接器上。 将输出滤波器和标称负载连接到放大器的输出非常有用 调整软限幅阈值最方便的方法是安装较大的电阻器 R16 和 R17（例如 75 kΩ）。 然后，并联一个 0,2 ... 1 MΩ 的电阻，确保输入功率放大器本身的限制（由 DA2 输出端信号的出现决定）仅在输入过载 2 ... 3 倍（与没有软限制器的情况相比）。 尽管。 由于限幅阈值监测输出级电源电压值，补偿效果并不理想，因此需要在额定电源电压并连接额定负载时调整限幅器。 电阻R16负责限制负半波（在放大器的输出端）的阈值，R17为正。 当输出级的电源电压高于±30V时，还需要更精确地设置OBR保护阈值。 为此，电阻 R114 和 R117 设置为比放大器空载时在最大输出电压时触发保护的电阻大 12 ... 15%。 组装和调谐放大器后，很自然地想要确定其特性。 功率测量。 亚足联。 增益通常不是问题。 测量噪声时需要更加小心 - 由于带宽非常宽，功率放大器会将无线电台的干扰放大到高频范围。 因此，在测量噪声时，有必要限制施加到电压表的信号带宽。 最简单的方法是使用一阶无源滤波器。 这种滤波器的噪声频带比其带宽宽 1.57 倍，因此如果您想测量 22...25 kHz 频带内的噪声。 RC 电路的截止频率必须选择为 14 ... 16 kHz。 噪声测量中的另一个问题是对电源频率的干扰。 滤除它们的最简单方法是使用 1 kHz 高通滤波器，但无论如何，您都需要正确连接并屏蔽放大器。 为了防止出现公共线闭环，所有电源仅在放大器板上隔离和连接，并且信号和电源电路的公共导体在板上分开。 它们的连接点有一个孔，用于焊接连接放大器板公共线和外壳的导线（横截面至少为0.75mm2），该孔位于R65和R69之间。 所有电路（变压器屏蔽除外）与放大器外壳的连接均在一处进行，并根据最低干扰水平进行实验选择。 例如，噪声电压应使用真有效值毫伏表来测量。 VZ-57。 使用传统毫伏表时，结果需要校正 - 它低估了 12 ... 15% 的噪声。 在作者的放大器布局中，即使没有屏蔽，1...22 kHz 频段内闭合输入的输出噪声也不会超过 80...100 µV。 最大的困难是放大器引入的非线性和互调失真的测量。 与此相关。 这是因为即使在 OOS 覆盖范围之前放大器的失真也很低（不超过 1 ... 2%），并且整个音频范围内的 OOS 深度超过 85 dB。 失真的主要来源是无源元件的缺陷、推挽输出级的干扰以及DA1上的输入滤波器引入的失真。在频率高于几千赫兹时，二极管VD9 - VDI4的电容的非线性开始为“软”限制器电路做出贡献。 采取了一切措施。 因此，好的放大器的失真度不会超过0.002%。 这低于大多数测量仪器的测量极限，并且也低于大多数发生器的失真和噪声。 大多数频谱分析仪的动态范围也不超过 90 dB。 或 0.003%。 因此，通过标准手段直接测量此类放大器的非线性和互调失真实际上是不可能的。 在这种情况下，普遍接受的解决方案是使用类似于验证生成器的方法。 被测设备输出端的基频信号通过陷波滤波器衰减，并使用频谱分析仪从宽带噪声中提取谐波和组合分量。 然而，这提出了陷波滤波器对被测器件性能影响的问题。 对于 UMZCH，它具有低（且相当线性！）输出阻抗，无需一般 OOS 和具有高输入阻抗的滤波器，当使用经过认证的设备（例如，GZ-118 发生器套件中的滤波器）时，这种影响可以忽略不计。 此外，测量还需要频谱分析仪。 由于PC的广泛使用。 配备声卡后，一些不够细心的作者建议使用软件频谱分析仪（SpectraLab等）。 这忽略了声卡的 ADC 频率范围不超过 22 kHz 的事实。 那些。 当信号频率高于 11 kHz 时，甚至二次谐波也会超出电路板的带宽。 为了快速评估扭曲，您可以执行以下操作。 截止频率为 200 ... 250 kHz 的低通滤波器连接到 UMZCH 的输出，然后连接到发生器套件中包含的预配置陷波滤波器。 然后，来自具有较小非线性失真的发生器的信号被馈送到例如放大器的输入端。 GZ-118 或 GS-50（0.0002 kHz 时为 10%），并通过高灵敏度示波器观察陷波滤波器输出处的信号。 需要使用低通滤波器来降低噪声水平，以便可以看到失真产物。 然而，在作者的副本中，即使在 20 kHz 的频率下，直到“软”限制器开始运行之前，失真产物在噪声背景下都无法区分。 问题的答案 1. 放大器复杂度增加的原因是什么？ 几乎所有附加组件都用在该功率放大器中——输入滤波器、“软”限制、“软”启动、保护、指示装置。 这种方法是专业放大器的典型方法。 2. 作为原型的设计是什么？ 这个 UMZCH 的原型（以及当时流行的许多其他设计）是一个放大器，其描述发表在 14 年第 1977 期杂志《Radio. Fernsehen, Elektronik》（Wiederhold M. Neuartige Konzeption Fur einen Hi-Fi Leistungverstrker”）。 上图。 图1示出了其功能图。 使用运算放大器作为前置放大器。 随后是由晶体管VT2上的射极跟随器和晶体管VT1、VT3（按OB电路连接）组成的放大器。 该 UMZCH 的缺点包括使用非线性二极管电阻电路来设置输出级的静态电流以及使用会遭受“阶跃”影响的运算放大器（μA709 - K153UD1 的类似物）。 此外，该放大器的频率校正也不是最佳的。
另一种 UMZCH 具有类似共源共栅放大器的结构，由 V. Kletsov 描述（“低失真放大器”。- Radio. 1983. No. 7. p. 51 - 53），其特点是没有运算放大器信号电路（图2）和用于电平匹配的齐纳二极管VD1的出现。 使用简单的差分级，甚至使用不对称的信号拾取，对 + Upit1 电源电路产生了强烈的影响。 这里应该注意的是，在使用已知的更复杂电路的分立元件上使用输入级是合理的，并且可以产生有趣的结果。
接下来应该称为“UMZCH 高保真度”N. Sukhov（广播，1989 年。第 6 期。第 55 - 57 页：第 7 期。第 57-61 页）。 该 PA 的框图如图 3 所示。 XNUMX.
与根据传统电路解决方案进行的设计相比，使用相对线性的运算放大器将失真水平（至少在低频）降低了至少一个数量级。 同时，实际上有用的直流OOS PA电路中的运放积分器连接到运放的DA1平衡电路的输出之一，这导致其对称性被破坏。输入阶段。 在VT7晶体管的偏置电路中使用两个而不是三个二极管（如图1中的原型）增加了共源共栅放大器的非线性，并且缺乏防止电压放大器晶体管进入准饱和模式迫使频率校正发出“嗡嗡声”。 结果，该 UMZCH 的动态特性远未实现。 该放大器中一个有趣的节点是负载电路中连接线的电阻补偿器，该电阻补偿器以前主要用于测量设备。 请注意，在 N. Sukhov 的放大器（以及随后在 S. Ageev 的放大器）中，使用了 P. Zuev 提出的成功电路解决方案（“具有多环路反馈的放大器”。 - Radio. 1984. No. 11. pp. 29 - 32. 第 42、43 条）。 这是对晶体管 VT3 - VT6、VT15 进行的有效“触发”保护，防止电流过载（特别是在发生直通电流时）（图 3）。 以及限制带外干扰对放大器影响的输入滤波器。 请注意，在上述设计中，除了S. Ageev的设计之外，都没有考虑到输出晶体管的安全操作区域（OBR）而进行保护。 这一点很重要，因为在实际负载下工作时，这些设计中输出晶体管的工作点轨迹远远超出了 OBR 的限制。 这大大降低了它们的可靠性。 UMZCH S. Ageev 的框图在《Radio》，1999 年，第 10 期中给出。 16. 一项修正 - 框图中顶部晶体管 VT6 应指定为 VT8。 请注意，放大器在实际负载下运行时的真实特性和“行为”取决于对电路、频率校正和设计等“小事情”的研究程度。 因此，电路的对称性和电源电压的增加都使电压放大器的线性度急剧增加。 因此，用于输出级的单独电源显着改善了电压的使用，增加了可实现的输出功率并促进了输出晶体管的操作。 降低每个输出晶体管的最大电流可以避免其电流增益急剧下降（KT21和KT818的基极电流传输系数h819e从集电极电流高于1A开始下降）并保持输出的线性度阶段。 放大器中的频率校正分布接近最佳，这使得可以将其动态特性提高一个数量级，并且与最佳音频范围相比，在较高频率下的反馈深度提高两个数量级原型。 通过修改初始偏置源，保证了放大器的热稳定性。 通过平衡结构、引入电阻与校正电容串联、以及在输出级晶体管基极之间引入电容以保证其动态平衡来实现对检测射频信号影响的抑制。 该放大器还在输出端采用了专门设计的RLC电路，这是考虑到OBR的保护装置。 运算放大器用于反相连接。 放大器的设计虽然相当复杂，但完全满足获得输出级的最小相移和杂散辐射的任务。 增加原始（无 OOS）线性度、改善速度特性和宽带 OOS 总是可以改善放大器，“听觉”检查证实了这一点。 3. 发布节点和放大器板的完整互连图。 放大器互连的完整图如图 4 所示。 四。 4、如何在不降低参数的情况下降低放大器的输出功率并简化放大器？ 为了将放大器的功率在60欧姆负载下降低到80 ... 4 W，只需减少输出级的晶体管数量，将输出级的电源电压降低到±28 ... ±就足够了30V，电压放大器的电源电压分别为±40…±43V。对于国产晶体管，输出级的最佳选择是5-6个。 KT818-KT819，带索引 V. G 或 2 - 3 件。 最后阶段肩部KT8101-KT8102，4个。 第二级每肩 KT639（带索引 D、E）- KT961（带索引 A.B），以及输出级第一级中的两个 KT9115（带索引 A.B）和 KT602B（或 6M） 。 发射极电路中的电阻器 KT818-KT819 - 每个晶体管的静态电流为 0.6 ... 0,7 mA，电阻为 1,2 ... 1,5 欧姆（两个并联，每个 90 ... 100 欧姆），适用于 KT8101 - KT8102 - 0.3 ... 0.4 欧姆（三个并联，每个 1 ... 1.2 欧姆），每个晶体管的静态电流约为 200 mA。 静态电流 KT639-KT961 - 各 65 ... 70 mA（R82 - R855 - 电阻为 18 ... 22 欧姆），静态电流 KT9115 / KT602 - 各 15 mA（R76.R77 - 无 180 ... 200欧姆）。 发射极中的二极管 VT16-VT19（参见《无线电》，2000 年第 4 期）- KD521、KD522、KD510 具有任何索引。 正如 S. Ageev 的文章中已经提到的，如果可能的话，建议使用进口晶体管（参见《Radio》，2000 年，第 5 期，第 23 页）。 作者推荐9115SA2晶体管而不是KT1380。 KT969 必须更换为 KT602BM 或 2SC3502。 对于电源为 60 ... 80 V 的 28 ... 31 W 选项，在输出级的第一级中，一对静态电流约为 20 mA 的晶体管就足够了（标称 R76 为 130- 150 欧姆），第二级 - 2 个。 肩部 2SB649 和 2SD669 或 2SA1249 和 2SC3117，静态电流为 80 ... 90 mA（标称 R82、R83 - 13 - 15 欧姆）。 在输出端，一对具有 2 ... 1216 欧姆发射极电阻的 2SA2922 / 0,2SC0,25 就足够了，静态电流约为 200 mA，但是，最好（但更昂贵）放置两对2SA1215 和 2SC2921 带 0,3 欧姆电阻。 每对静态电流约为 120 mA。 电源电压滤波电容器 28...30 V - 6 个每个臂在 4700 V 电压下的容量为 35 uF。 整流二极管 - KD213 具有任何字母索引。 PA板自行布线时，应特别注意尽量减少电源电路和大功率输出级公共线的寄生电感。
5、放大器的频率响应和相位响应是什么？ PA 本身（不带滤波器）的频率响应从直流延伸至 3.5 ... 4 MHz（以 -XNUMXdB 电平计）。 由于与 OOS 电阻器并联的升压电容器的作用，OOS 的作用范围稍宽。 PA 在音频频带中的相移为几分之一度。 6. 使用这种“古老”操作系统的原因是什么？ 事情是。 根据其特性，OU KR140UD1101 比其他任何产品都更适合在 UMZCH 中使用。 首先，该运算放大器的频率响应具有额外的零极点对，这使得可以急剧增加有效增益带积。 在完全校正的放大器中，频率为 50 kHz 时其值约为 103x100，单位增益频率约为 15 MHz。 正是这种情况（环路增益是标准单极点校正的三倍）显着提高了该运算放大器校正其他元件引入的误差的能力。 其次，运算放大器的退出时间不受限制，不超过200不，仅此而已。 特别是，它可以防止过载期间 UMZCH 的激励。 另一个优点是电源电压的良好利用。 同样重要的是低输入电流和电容（小于 2 pF）、高直流增益以及宽频带内的极高线性度。 有时会遇到有关 LM318 (KR140UD1101) 传输特性显着非线性或不对称性（与其他运算放大器相比）的断言，但并未得到实验证实。 相反，由于较深的局部反馈和相对较大的静态电流，导致这种无反馈运放的固有失真。 特别是在高频或负载下，低于大多数通用运算放大器。 反相连接中最大上升和下降速率（通常超过 75 V/μs）的不对称性不超过 15%。 此外，瞬态过程在上升和下降速率达到 50...60 V/μs（最大值的 65...75%）时仍保持其形状和对称性。 后一个属性并不常见，表明具有高动态线性度。 KR140UD1101 中频率为 1 kHz 时的 EMF 噪声谱密度为： 13..16 nVDTz，闪烁噪声表现较弱（截止频率约为100 Hz）。 中频噪声电流的谱密度不超过0.4 pA/uTc。 这允许在 OOS 电路中使用相对高阻值的电阻器。 许多作者推荐的 K574UD1 在所有方面都较差 - 从输入线性范围（0.5 .0.6 V 与 0,8 V）和单位增益模式下的频段（5 ... 6 MHz 与 16 ... 18 MHz）到静态特性（失调电压、漂移等）。 噪声 EMF uK574UD1（14...20 nVD'Hz，1 kHz）的频谱密度最多是相同的。 像KR140UD1101。 至于转换速率和单位增益频率（50 V/μs 和 10 MHz），对于 K574UD1，它们是在没有校正的情况下给出的，而它是稳定的（根据规格），增益至少为 5。这并不比常见的 LF357 (KR140UD23)。 经过单位增益校正后，K574UD1 具有最小稳定裕度，带宽不超过 5 ... 6 MHz，转换速率约为 25 V/μs。 在使用 K574UD1 的情况下，UMZCH 的 OS 环路中的单位增益频率作为一个整体不能高于 2,5 ... 3 MHz，因为操作器在 RF 处引入了相对较大的相移（即信号延迟）。 -放大器。 因此，使用 K574UD1 时的数十千赫兹频率下的反馈深度分别比使用 KR140UD1101 时小一个数量级，失真度和 UMZCH 整体上更高。 现代国外运放中，有不少在某些参数上优于KR140UD1101（LM318）。 然而，在整个参数范围内仍然没有明显更好的产品，这就是为什么国外没有人将LM318停产。 至于现有操作系统中最好的。 尽管价格昂贵且稀有，但笔者还是推荐LT1或HA4作为DA1468和DA5221。 以及 DA3 - AD842。 然而，当使用AD842时，需要显着改变UMZCH校正电路。 顺便说一句，当AD842与最好的进口晶体管结合使用时，FOS深度的增益不超过6...8 dB。 UMZCH 频率特性的增益为 30 ... 40%。 这是相当多的，而且最重要的是，这些改进几乎是耳朵看不见的。 7、为什么功放采用国产输出晶体管，而进口晶体管在参数上更好？ 作者从放大器所用半导体器件的可获得性出发。 确实，所应用的国产晶体管的缺点已经显现出来，特别是放大器功率的限制以及需要并联大量晶体管才能保证可靠性。 顺便说一下，最弱的元件不是输出，而是预输出晶体管（KT639E）。 不过，根据作者的说法。 100瓦的不失真功率和家里复杂的放大器负载就足够了。 而且，最昂贵的进口放大器也无法做到这一点。 例如，“Symphonic Line RG-9 Mk3”型号（2990 美元）。 它在外国媒体上获得了很好的评价（根据《音频杂志》杂志），在300欧姆负载下宣称功率为8瓦，在频率为50赫兹的音调信号上，它实际上没有发出任何声音失真度（K- 不超过 0.1%）：70 欧姆纯有源电阻时功率不超过 8 W，95 欧姆时约 4 W，复杂负载时功率甚至更低。 因此，我们再次注意，如果想要降低超线性UMZCH的功率，建议降低其电源的标称电压值，同时也可以减少输出中的晶体管数量。阶段 经过专门研究表明，120个国产晶体管并联的输出级在失真度上并不逊色于现有最好的进口晶体管的2W输出级选项——第一级1380SA2和3502SC2，每肩两个649SB2和669SD2。 以及输出端 - 1215SA2 和 2921SC2000。 每肩也有两个。 此外，使用更多数量的输出晶体管的选项提供了臂的“更软”切换，同时完全不存在“切换”失真。 至于速度特性，有波形图显示放大器具有优良的动态线性度（参见《无线电》6年第XNUMX期的文章）。 使用国产强大的晶体管在 UMZCH 区块上精确拍摄。 应该指出的是，使用进口晶体管当然会降低安装放大器的复杂性，并且加上校正电路的30...40％的改变，提高了速度特性。 不过，这对音质几乎没有影响。 8、测量晶体管KT819G基极的电流传输系数时，得到h21e = 400，KT818G - 200。这对他们来说是不是太多了？ 是的，太多了。 电流为 21 mA 时，值 h100e = 160 ... 100 仍然可以接受，但超过 21 是不希望的。 不幸的是，有h500e高达1的晶体管。它们极其不可靠，并且在集电极电流超过818A时基极电流传输系数已经明显下降。最好使用后来制造的KT819G和KT1997G晶体管与 XNUMX 年中期相比，它们的参数通常更好。 9. 是否可以在输出级中使用 KT8101 和 KT8102 系列晶体管作为文章 2SA1215、2SC2921 中提到的晶体管的类似物？ 问题是。 市场上购买的这种类型的晶体管中有很多联姻，包括根据 OBR 的说法。 电气参数允许您在输出级安装这些晶体管，每个肩部不超过四个或五个，因为它们的转换电容很大 - 是 KT818 的两倍。 KT819。 如果晶体管的质量很好，那么将它们用在放大器中是完全可以接受的。 10. UMZCH 中使用昂贵的晶体管 KT632B 和 KT638A 的原因是什么？ 首先，也有廉价版本出售，但“塑料*（例如，KT638A1）。其次，根据文章作者的说法，这些是唯一适合电源电压高于±40 V的放大器的互补国产晶体管顺便说一句，它们的输出特性的线性度很高，集电极的体积电阻也很小。进口晶体管2N5401和2N5551在这方面稍差一些，但使用它们是允许的（考虑到引脚排列的差异）。作为其替代品，可以推荐晶体管 KT6116A、KT6117A。 11. 如果在电源电路中使用更大容量的氧化物电容器（每个 15000 uF）并将其安装在 PA 板旁边，我是否需要对放大器进行任何更改？ 在这种情况下，必须将电路板更换为氧化物“高频”电容器（例如，6-10 个 K73-17，4,7 V 时容量为 63 μF），并连接两到四个氧化物电容器的阻尼 RC 链并联总容量为 1000 V 时 2200 -63 uF 和 1 欧姆 0.5 W 串联电阻，以抑制与电源线的谐振（电源线必须绞合）。 注意：在该放大器提供的速度和电流下，任何重大的设计更改都需要重新调整校正电路（R71、C46）以优化瞬态响应。 12. 指定变压器T2次级绕组的电压和电流。 电力变压器绕组中的电流可被视为峰值或等效正弦电流。 当计算在带有电容滤波器的整流器上运行的变压器时，必须考虑峰值电流，因为它决定了绕组上的电压降。 制造商通常考虑的是阻性负载的电流，其峰值要小得多——分别对于相同功率的工业变压器来说，绕组电阻太高。 正是由于这个原因，本文中给出了绕组的电阻值，而不是电流值。 在电力变压器设计的其他版本中，可以根据估计的电线长度和横截面相当准确地确定绕组电阻。 对于输出级电源电压为 32 V 的放大器版本，绕组上的开路电压应为 23 ... 24 V rms，脉冲中次级绕组的最大电流（输出级电流为7 A 放大器，频率 20 Hz) - 32 ... 37 A，同时，负载下的电压降不应超过 2 ... 3 V。其余绕组的要求在文章。 13、以桥式电路方式开启功放以提高输出功率有什么特点？ 桥接两个放大器时，进行以下更改是有意义的。 首先，您需要将 ±40 V 电源总线和两个放大器的公共线合并成一束七根紧密绞合的电线，每根横截面至少为 1 mm2，如图 1 所示。 1. 导体的特殊布置可以最大限度地减少连接的寄生电感。 结合强大的电源电路，通过使用电源的两半来放大信号的每个半波，使滤波电容器的有效电容加倍，并降低整流器的等效电阻。 必要条件是TXNUMX电源变压器的次级绕组每路独立（最好用一束线绕制），以排除整流器之间的均流电流和各路公共线中的补偿电流。捆绑。
其次，有必要将输出级的电源电压从±40 V降低到±32 V，这将有利于其晶体管的操作，允许它们以桥接方式连接到4欧姆的负载，而不会干扰OBR。 此外，较低的电压将允许使用工作电压为35V、容量较大（相同尺寸）的电容器。 第三，它们不包括运算放大器 DA4 及其相关电路。 14. 放大器的输入滤波器需要多低的源阻抗才能正常工作？ 该放大器的原型具有一个带有平衡输入的附加级，并且不需要低信号源阻抗。 然而，即使没有这样的级联，当信号源的输出电阻小于3 kOhm时，输入滤波器的频率响应的变化也非常微不足道， 15、如何制作平衡功放输入而不损失音质？ 具有平衡输入的级联电路的一种变体如图 2 所示。 XNUMX.
与KR140UD1101或LM318相比。 如图所示，在实际条件下，例如存在 RF 干扰的情况下，使用深受发烧友欢迎的运算放大器（LT1028、LT1115、AD797、OPA627、OPA637、OPA604、OPA2604 等），通常会显示出最差的结果。 在我测试过的运算放大器中，AD842 表现最好，但这款 IC 现在似乎已经停产了。 请注意，由于该运放的输入电流较大，因此级联电阻的阻值必须减小数倍。 16. 对于超线性 UMZCH 作为前置放大器有哪些推荐？ 作者使用什么前置放大器？ UMZCH 输入设计用于直接连接 WADIA CD 播放器。 最大输出电压为2V（顺便说一句，DAT录音机也有类似的水平）。 信号电平由具有调节器功能的 DAC 设置（此外，通过改变参考电压，在“数字”和“模拟”中组合调整）。 在两块播放器中，与可变电阻器相比，数控调节器的调制噪声更小。 在比较常见的CD机中，我们可以推荐SONY XA30ES、XA50ES和TEAC-X1型号。 SACD播放器也已经证明了自己的实力。 作者没有使用前置放大器，而是使用了簧片继电器上的简单开关。 在设计超线性 UMZCH 时，我们建议使用具有离散衰减的音量控制。 在极端情况下，您可以在放大器的输入端放置一个阻值为 10 kOhm 的可变电阻。 并且必须接在电容C1之后。 到输入 HPF 的截止频率。 由 Cl 以及调节器和 R1 的并联连接形成的，在低音量时最小，在高音量时最大。 17. 如何暂时降低输出功率（灵敏度）？ 要引入“20 dB”（“安静”）模式，最简单的方法是引入额外的“猝灭”电阻器和继电器（RES-49 或 RES-55、RES-60、RES-80、RES-81、RES- 91 等），常闭触点与该电阻并联。 打开触点会导致液位下降。 触点必须镀金（检查继电器护照）。 其他同样带有镀金触点的簧片继电器也可以工作。 继电器必须由低纹波的直流电压供电，否则可能会出现交流背景。 18. 在宽带电子设备中，大型氧化物电容器通常与陶瓷电容器并联。 因此，在电路板上放置 SMD 电容器是否值得？ 特殊测量表明，当标准质量氧化物电容器（Samsung、Jamicon 等）完全安装在板上时，引入额外的陶瓷电容器实际上不会改变频率范围高达 20 MHz 的电源总线的阻抗，放大器的瞬态特性也不会改变。 63V SMD（表面贴装）电容器很少见，通常为50V。必须记住，大板在安装过程中会变形，这可能会导致此类电容器破裂。 文学
作者：S. Ageev，莫斯科
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）和过量（电流）噪声，当电流流过电阻器时就会显现出来，并且是由电阻波动引起的。 在音频范围内，碳电阻器的噪声幅度可能超过 10 μV（电压降为 1 V 时每十倍频）。 通常，这比此类电阻器的热噪声大一个数量级或更多。
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