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无线电电子与电气工程百科全书 UMZCH 开关电源。 无线电电子电气工程百科全书
与功率为 150 W 的经典型网络电源相比，开关电源的优势显而易见：重量和尺寸显着减轻。 通过正确的设计和安装，UMZCH 和整个音频系统中都会排除任何明显的干扰和交流电源背景。 脉冲电源的建立的详细描述也将有助于制造具有多个输出电压的更强大的转换器。 UMZCH 是否采用开关电源 (SMPS)？ 与此类设备相关的如此神圣的问题绝非偶然。 无线电爱好者在该杂志网站论坛上针对该出版物的讨论也证明了这一点[1]。 大多数讨论参与者仍然认为在 UMZCH 中使用 SMPS 是合理的。 但SMPS脉冲变压器的设计存在一个缺陷[1]，而讨论的参与者根本没有注意到这一缺陷。 其初级绕组绕有两根线。 虽然在这种情况下匝的磁耦合是最大的，但它是以一种危险的方式实现的。 在所有相邻匝中，有效电位差达到整流电源电压（约 300 V）。 导体的漆绝缘能够承受这样的冲击，但是运行几年后会发生什么变化呢？ 即使没有导体重叠（也不排除这种情况），每次接通后加热和冷却过程中它们不可避免的机械位移也会显着削弱绝缘体的介电强度，然后......充其量，保险丝会“烧坏”。 在这种情况下，使用PELSHO线代替笔者推荐的PEV-2更为合理。 总的来说，所提出的电路设计是相当可行的。 与[1]中提出的脉冲转换器相比，反激式 SMPS 具有一些优势（除了限制转换功率之外）。 仅一个开关晶体管，随着电源电压和负载的变化有效稳定输出电压，与环形（环形）相比，W 形磁路的绕组具有高可制造性 - 这些还远远不是 W 形磁路的全部优点这样的转换器。 自上述文章发表以来已经过去了大约四年，在此期间，期刊中提出了 SMPS 的其他电路变体，特别是 [2-4]。 在同一篇文章中，我提出了这种具有多通道输出的设备的变体。 Основныепараметры
使用VZ-48A毫伏表测量输出电压纹波的有效值。 输入电压的工作范围表征了 SMPS 在指定时间间隔内长期运行的可能性，以及在不降低给定参数的情况下消除电源电压短期骤降和浪涌的能力。 但应记住，该器件无法在低于 170 V 的电源电压下开启。反激式转换器在脉冲变压器的间歇磁通中工作，开关脉冲的最大占空比为 0,45（在最小电源电压下） ）。 更强大的输出电压整流器（通道 1、2）旨在为电桥 UMZCH 的输出级供电，而低功率整流器（通道 3、4）则为运算放大器上的输入放大器电路供电。 设备和设计 根据图 1 所示的电路图考虑设备的操作。 一。
电路本身以及可能替换的元件已在[2-4]中详细描述，这里不需要额外的注释。 然而，有必要更详细地描述此处用于打开次级控制环路的方法，因为在设置 SMPS 时考虑其特性非常重要。 经过稍微简化，通过次级反馈环路稳定输出电压的过程可以表示如下。 作为类似设备中的跟踪元件，使用所谓的并联型稳定器 - DA2 KR142EN19A 微电路（进口模拟 - 带有任何字母索引的 TL431）。 微电路的负载是并联的镇流电阻R17和带有限流电阻R1的发光二极管（光耦U2的1、18端）。 镇流电阻器产生微电路正常运行所需的最小负载。 输出电压通过可调电阻分压器 R14-R16 施加到微电路的控制输入（引脚 1）。 为了确保调节余量，分压器经过计算，使得在 SMPS 标称输出电压下的微电路控制输入处，调谐电阻器 R15 设置的电压间隔约为 2,5 ± 0,25 V。 假设在录音制品音量达到峰值时，UMZCH消耗的电流急剧增大，由于IVa绕组和VD6整流二极管两端压降增大，+35V源的输出电压下降。 相应地，DA2微电路的控制输入端（引脚1）处的电压将下降，并且通过镇流电阻和发光二极管的电流将急剧下降。 与发光二极管光学耦合的光电晶体管的集电极-发射极部分的等效电阻将增加。 由于该电阻与电阻分压器的上臂电阻 R3 并联，因此误差信号放大器输入端的电压（DA2,5 引脚 2 处的+1 V）将会下降。 误差信号放大器将通过增加开关脉冲的占空比来立即补偿输入电压的这种降低，从而恢复器件输出处的先前电压值。 该器件的特性还应包括多通道输出电压源。 输出电压的控制和调节仅在一个通道中进行，但所有次级绕组之间的强磁连接使您可以通过一个 PWM 控制器有效地稳定每个通道中的电压。 该装置的印刷电路板如图 2 所示。 XNUMX.
在IIP的设计特点中，应注意以下几点。 SHI控制器节点A1（其电路板图如图3所示）通过四针统一连接器X1与主板连接，类似于USCT电视中使用的连接器。主板与散热器之间的固定螺丝接收器提供与 SMPS 公共线的电气连接。 开关晶体管VT1通过云母板安装在尺寸为70x45x24mm的肋状散热器上。 控制器板 A7,5 通过 1 毫米高的管状机架上的两个螺钉连接到同一个散热器。 DA1微电路通过适配器面板安装在板上，并通过外壳的散热器表面牢固地压在散热器上。 KPT8导热有机硅膏的使用使得控制器能够监控晶体管的工作温度，并在过热的紧急情况下自动关闭SMPS。 当安装在 A1 板上时，VT1 晶体管用预制引线焊接，使其平面与板表面平行，晶体管外壳的金属法兰面向散热器，通过夹板和两个附加螺钉连接。 A1 板本身也面向散热器，其元件所在的一侧。 电容器C9、C10从印刷导体一侧直接焊接到面板的相应触点上。
主板上还通过转接面板安装了光耦U1。 +35 V 电压通过电连接到 VD6 二极管阴极的散热器提供给次级控制电路，这样就可以在印刷电路板上无需额外的跳线。 在作者的版本中，使用了尺寸为 40x20x18 mm 的肋状散热器，这种散热器以前是为 P213-P217 晶体管制造的。 作为散热器，您还可以使用厚度为 1,5 ... 2 毫米、尺寸为 100x40 毫米的 U 形铝轧制产品。 将二极管焊接到板上，使其与阴极电连接的金属凸缘面向散热器，然后用两个螺钉压紧。 同样的散热器也适用于 VD7 二极管。 该设备不需要额外的强制冷却。 微调电阻 R15 - SPZ-16V 型。 通过选用氧化物滤波电容（CarXon系列或类似产品），所需的输出电压纹波水平完全由标准高频扼流圈提供，无需自制。 扼流圈 DM-2 用于 35x2,4 V 通道，DM-2 用于 15x0,6 V 通道。 所有这些扼流圈均垂直于主板安装。 对于电感器L2，使用一块10mm的管状铁氧体，其特别用于所提及的电感器中。 将一根PEV-2 0,72线穿过管中的轴向孔，然后将每一端从其原始位置弯曲180°，从而形成闭合环。 该电感可有效抑制开关晶体管导通和截止时变压器中出现的高频振荡，并消除控制环路中的自激。 该器件的脉冲变压器及其其他主要元件使用专用程序 VIPer 设计软件进行计算，详细描述见[4]。 转换频率为 50 kHz 时变压器初级绕组的电感应相当于 420 ... 450 µH。 该器件的印刷电路板最初是为具有由 M10NMS10 铁氧体制成的磁路 Sh2500x1 并带有标准接触面板（引脚号 1'-6'、7-12）的变压器而设计的。 但随后该板又补充了焊盘 1-6。 选择变压器作为决定整个设备可靠性的主要元件之一的问题引起了作者的注意，因为在一家大都市公司中，在由 M10NMS10 铁氧体制成的 Sh2500x1 磁路的幌子下，他出售了相同尺寸的磁路，没有工厂标记。 在变压器中，温度升高得如此之快，以至于温升显然不符合设计公差。 转换的工作频率发生变化，相应地，匝数、绕组顺序、导体直径也发生变化，但都无济于事。 随着负面结果的积累，将现有磁路的电阻与铁氧体 M3000NMS2 (W 12x20) 进行比较的想法逐渐成熟。 测量结果证实了猜测：Ts4341 设备测得的电阻不太依赖于所施加的测量电极的相对位置，对于“假”磁导体的材料，电阻为 0,9 ... 1,2 kOhm，对于 M3000NMS2 铁氧体 - 2 ... 3 kOhm 参考文献表明，M2000NM1的电阻率为0,5 Ohm-m，M2500NMS1（M3000NMS2）的电阻率为1 Ohm-m。 结果，一家销售进口元件的公司在众多元件中选择了最便宜的三星电视脉冲变压器（十进制编号P/N 5106-061101-00），磁路尺寸为ER42/22/15，非- 磁隙为 1,3 mm（每匝测得的电感系数约为 180 nH）。 该材料的电阻率几乎与铁氧体 M3000NMS2 (W 12x20) 相同。 为了在此类和其他现成变压器的 IIP 中使用，需要执行以下技术操作。 拆卸前，将静电屏蔽从变压器上取下，然后完全浸入丙酮或其他溶剂中并在其中保存三天。 在这样的操作之后，带有绕组的框架应该沿着磁路的中心芯移动，而无需施加很大的力。 该磁芯通过纸板垫片从端子相对侧夹在虎钳中。 两个强力烙铁将磁路两半的粘合处加热至 100 ... 120 °C，并通过 U 形心轴用锤子轻轻敲击框架，使绕组朝向变压器引线。 由于撞击，磁路的两半应该分离。 仍然需要根据文章中给出的数据重新缠绕绕组。 磁路窗口横截面的显着裕度允许使用更大直径的绕组线，并且如果需要的话，还可以增加 SMPS 的输出功率。 还可以使用由 M12NMS20 铁氧体制成的磁路为 Ш21x3000x2 的变压器，用于 USCT 电视的开关电源。 此外，在这种情况下，SMPS 的输出功率可以在不改变设备电气部分的情况下显着增加。 但额定功率为 120 W（最大 180 ... 200 W）的变压器必须根据 Yu. Semenov [2] 的建议进行计算。 在此修改中，板上的一些元件必须稍微移动。 笔者所用的三星电视电源脉冲变压器的磁路，先用两根PEV-17 2线绕0,57匝（绕组la），然后在绕组间绝缘后，绕上绕组IV6和IVa。 （第二层和第三层 - 每层 21 匝）电线 PEV-2 1,0，并再次缠绕绝缘。 在第四层中，在两条PEV-2 0,41“放电”电线中-绕组Shb和Sha的9匝。 绕组间绝缘后，第5层用绕组II的PEV-8 2导线（再次“在放电中”）绕0,12匝。 第6层和第7层分别缠绕16匝，分别由17匝和16匝组成，形成两根PEV-2 0,57线。 初级绕组的第 16a 部分和第 2 部分通过将相应的引脚焊接在引脚 2 (2') 上进行连接，该引脚缩短了几毫米，这样就不会干扰变压器在电路板上的安装。 结论15没有焊接到板上。 磁芯粘好后，在成品变压器上安装一个屏蔽——一个XNUMX毫米宽的铜箔线圈，覆盖线圈的中间部分。 其他磁路的实验表明，当使用无磁间隙约为10毫米的Sh10x2500（M1NMS1）磁路时，绕组的匝数将与“韩国”磁路相同。 此外，中心磁芯上 1 毫米的结构性非磁性间隙可以用传统磁路侧杆之间 0,5 毫米厚的 getinax 垫片代替。 同时，变压器的漏感从4μH增加到6μH，但其在开关晶体管IRFBC40关断瞬间引起的漏极电压浪涌仍远未达到其极限值600V。 建立 UPS 如果设备的安装没有错误并且使用了可维修的元件，则其调整归结为设置输出电压（选择光耦合器的工作模式）。 然而，不可能完全排除SMPS在首次开启时出现故障的可能性，因此我们将更详细地考虑调整过程。 当设置具有其他输出电压的自行设计的 SMPS 时，此处给出的信息也很有用。 首先，在安装场效应晶体管之前，请确保其工作正常。 例如，[5] 和该杂志上发表的其他文章详细描述了如何做到这一点。 然后，借助用于测试 SMPS 的通用设备 [5]，在控制器节点 A1 关闭的情况下，检查变压器绕组的正确相位和输出整流器的可操作性。 为了使器件的工作频率对应于所需的转换频率（50 kHz），只需在器件中与 220 pF 频率设置电容器并联另一个 120 pF 电容器即可。 在这种情况下，SMPS 的输出电压将大致对应于所需的电压。 该器件的输出端包含电阻器，其电阻大约相当于负载的一半。 在每个 2x15 V 通道中，这些可以是工作电流为 0,1 ... 0,2 A 的白炽灯，使您可以直观地控制输出电压的出现。 在 2x35 V 通道中，使用两个串联电阻为 33 Ohm (PEV 25 W) 的电阻作为负载。 下一步是检查控制器的运行状况，并通过主控制环路控制 SMPS 的功能，为此，根据图表将电阻器 R15 的滑块设置到较低位置，暂时关闭辅助电路。从面板上拆下光耦合器 U1。 建立 SMPS 时，需要用电压表持续监控输出电压。 其值为36V是DA2芯片允许的最大值，整流二极管VD6、VD7上的反向电压也接近允许的最大值。 为了确定器件的电气强度裕度，作者特意将该电压提高到45V，持续几分钟，但由于可靠性急剧下降，开关电源无法长期运行在这种模式下。 为了检查 DA1 微电路的健康状况并监控主控制回路的可操作性，将标称值为 3-22 kOhm 的“技术”调谐电阻器焊接到电阻器 R33 的开关点（暂时排除）变阻器，其引擎设置到最大电阻的位置，此时在电容器C13上焊接一个小功率18V稳压二极管，这将限制控制器的电源电压。 将节点 A1 从连接器 X1 上移除后，+13 V 的稳定电压从实验室电源 (LIP) 提供到电容器 C17,5 的正极端子，这是保证 DA1 芯片导通所必需的。 在不将 SMPS 连接到网络的情况下，通过旋转连接器 X3 引脚 1 上的过程电阻器引擎，将电压设置为 +2,5 V。之后，将节点 A1 插入连接器并使用示波器，在开关晶体管VT1的栅极受到监控。 如有必要，可通过选择R6C8电路来调整开关脉冲的频率。 如果没有脉冲，则更换DA1芯片。 在下一阶段，LIP 的电压降低至 +15 V，通过连接器 X2,5 引脚 3 上的过程电阻恢复 +1 V 的电压，然后 LIP 关闭，SMPS 连接到网络。 当电容器 C13 充电时，微电路的电源电压的增加相对缓慢，并且在电源电压的供给和接通时刻之间清晰可见 0,5 ... 2 s 的时间间隔。 对于微电路 KR1033EU10（UC3842、KA3842）的某些样品，微电路的电源电压可能不会达到阈值 14,5...电阻器 R17,5 的电阻减小。 技术电阻引擎的平稳运动确保 SMPS 的输出电压可以调节。 至此，DA1微电路的健康检查和初级控制回路可操作性的控制就完成了，接下来进行次级控制回路的建立。 任何 LED 都安装在光耦合器 U1 的面板上，阳极连接到引脚 1，阴极连接到引脚 2。在 R18 电路中 - 光耦合器的引脚 1，打开一个 15 ... 30 mA 毫安表（这可以是一个组合测量装置）。 输出电压为 35 V 的 LIP 以适当的极性连接到 SMPS 的 +35 V 输出（在这种情况下可以关闭负载）。 电阻R18，决定最大输出功率的值（标称值的两倍——约150W），经过预先选择，以便在电路中电阻R15引擎的最高位置，受控电流不超过12mA 。 如果电流明显较高（这种情况下，LED可能会失效，但仍然比光耦便宜）并且微调电阻R15不可调，则更换DA2芯片。 然后，安装光耦合器代替LED，并再次检查调节输入电流及其最大值的可能性。 如果没有电流，则更换光耦。 之后，将电阻R15的引擎按图示设置到较低的位置，并将LIP的负输出连接到光耦合器的输出2。 通过从零平滑增加 LIP 输出电压，将受控电流设置在 1 ... 2 mA 范围内。 第二个 LIP 连接到电容器 C13，其输出电压设置为 12,5 V，而 SMPS 的主电源必须关闭。 通过调节过程电阻，连接器 X3 引脚 1 上的电压为 2,5 V。通过在 0,5 ... 3 mA 范围内改变光耦合器发射二极管的电流，可以确信它对先前设置的电压有很大影响。 2,5 V。如果没有发生这种情况，请更换光耦合器。 发光二极管的输入电流再次设置在 0,5 ... 2 mA 范围内，并通过连接器 X2,5 引脚 3 上的工艺电阻恢复 1 V，之后第二个 LIP 的电压为 +12,5 V关闭，输出电压为 +35 V 的第一个 LIP 再次连接到 SMPS 的输出。 通过平滑地移动电阻R15的滑块（按照方案向上），在毫安表针开始移动的瞬间停止调节。 LIP 与模块断开，并打开等效负载。 SMPS 现在可以再次通电。 当网络开启时，设备输出端的+35V电压可能与所需值相差十分之一伏。 使用逐次逼近的方法，通过调整电阻器 R15 和工艺电阻器（它们高度相互依赖），将发光二极管的输入电流设置为约 1,5 mA，SMPS 输出端的电压为 + 35V。关闭+33V电路中的35个负载电阻（0,5欧姆）的输出，控制发光二极管的电流减少约35mA，当-0,5V中再增加125个负载电阻时，控制发光二极管的电流减少约250mA。 V 电路闭合，额外减少 0,1 mA。 在这种情况下，使用示波器，可以观察到开关脉冲的占空比明显两步增加。 总之，LATRom 在 XNUMX ... XNUMX V 范围内改变电源电压。随着电阻负载和电源电压的所有变化，SMPS 的输出电压应稳定，精度不低于 XNUMX V。 然后，从器件中移除毫安表、保护性齐纳二极管并焊接技术电阻器 (R3)。 测量其有效电阻并焊接一个具有最接近额定值的电阻器。 确保输出电压所需的稳定性。 之后，测量电源在额定电源电压下提供的最大功率，为此将 33 欧姆的负载电阻并联到 PSU 输出 - 每个通道两个。 负载中的电流由电流表控制为 3 A。通过减小电阻器 R18 的阻值（在作者的版本中 - 高达 680 欧姆），当电流超过 2,5 A 时，保护装置就会开启。连接附加负载。 然后，在标称负载下，需要通过调谐电阻 R15 来恢复 +35 V 的变化输出电压。因此，在最大负载下，输出电压会降低 2 ... 3 V，具体取决于参数微电路。 这样就完成了二次控制回路的建立。 综上所述，按照注意事项，建立对场效应管VT1漏极脉冲的控制。 在存在高频自激的情况下（例如，如果电感器 L2 的端子闭合，则可能会发生这种情况）在受控电路中，除了主逆变器脉冲之外，还会出现窄（约 1 μs 长）噪声脉冲将在场。 它们的频谱非常宽，以至于即使在 VHF 频段，接收器位于距离正在工作的 SMPS 几米处也很难接收到广播电台。 这种方法允许您“用耳朵”检测设备中是否存在自激，而无需使用示波器。 消除励磁后，必要时将负载增加至标称值，约半小时后检查输出电路中变压器、整流桥、开关晶体管和二极管的稳态热工况。 如果所有部件状况良好，其外壳温度不应超过环境温度20℃以上。 为第一作者版本的 SMPS 购买的进口整流桥结果不合格，即使在闲置时（在没有任何负载连接到电源整流器的情况下）也会严重过热。 这种缺陷的原因只能通过测量电压为 300 V 左右的桥式二极管的反向电流来检测。整流桥过热及其损坏可能会导致网络整流器的其余元件损坏，之后它们是带有控制器的开关晶体管。 所提出的设备印刷电路板的拓扑版本（经过一些简化）也可以在用完整的模拟设备（进口 VIPer1 (VIPer100A) 微电路）替换 A100 控制器组件时使用。 关于测试 SMPS 本文开头给出的 SMPS 参数是在电源输出端具有恒定负载的标称模式下测量的。 其最大功率可以根据 +35 V 和 -35 V 输出端的负载最大电流来估算，当这些输出端的电压降低约 2,5 V 时，电流达到 3 A。 同时，如果将输出功率较高的UMZCH作为负载连接到电源上，则对应动态模式，在放大的音频信号的音量峰值处，特别是在20...超过电流标称值数倍，并在暂停时减弱至最小值，受到 UMZCH 输出晶体管静态电流的限制。 显然，微电路中的自动控制系统在某种程度上可以补偿与动态负载相关的输出电压的波动。 但很明显，这些可能性并不是无限的，因此SMPS和UMZCH之间需要一些缓冲，这削弱了负载的突然变化。 作为这样的缓冲器，每个UMZCH臂的电源通道中使用了额外的滤波电容器。 如果我们比较高频开关电源和传统市电电源，我们可以假设前者比后者具有一些优势，这与使用较小容量的滤波电容器的可能性有关。 通常，无线电爱好者在传统 PSU 中使用每 4700 W UMZCH 功率 50 微法的滤波电容器，但有时他们会将容量增加到数万微法。 笔者认为，国际投资头寸如此增长是没有道理的。 毕竟，传统 PSU 中滤波电容器的供电频率为 100 Hz，而 SMPS 中的供电频率为 50 kHz！ 当然，不必希望在这种情况下容量可以选择少500倍，但有必要找出它们的一些最佳值。 这个问题在带有立体声放大器的 SMPS 性能测试中凸显出来。 根据制造商推荐的切换方案，使用UMZCH在TDA7294芯片[6]上进行测试。 8 欧姆额定负载时 UMZCH 的输出功率为 60 ... 70 瓦。 带有 2200 μF 附加滤波电容器的立体声 UMZCH 的每个通道通过高频扼流圈 DM-35 (2,4 μH) 连接到 ±5 V 双极性电源。 使用完全相同的扼流圈将双极 ±15 V 电源连接到音调模块。 打开 UMZCH 几乎是无声的。 测量结果表明，即使在 20 Hz ... 50 kHz 频段内音调信号的最大电平且在 8 欧姆负载下没有明显失真，从电源 ± 35 V 消耗的平均电流也不会超过 1,1 .. . 每个放大器通道为 1,2 A。 应该记住，每个电源通道（+35 V 和 -35 V）的推挽式 UMZCH 消耗占空比接近 2 的脉冲电流。 在暂停期间，平滑滤波器的电容器有时间恢复电荷，从而在下一个信号周期提供脉冲负载电流。 在 UMZCH 的最大输出功率下，相对于标称值的电压“下降”不超过 XNUMX V。由于这种在音调信号上测试放大器的模式与实际工作条件相差甚远，因此在放大的情况下的音乐信号，SMPS 的输出电压保持稳定。 文学
作者：S. Kosenko，沃罗涅日
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