切换降压稳定器。参考数据

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提交给读者的文章描述了两种脉冲降压稳定器：基于分立元件和基于专用微电路。第一个设备设计用于为卡车和公共汽车的 12 伏车载网络提供 24 伏电压的汽车设备供电。第二个设备是实验室电源的基础。

开关稳压器（降压、升压和逆变）在电力电子发展史上占有特殊的地位。不久前，每一个输出功率超过50W的电源都配备了降压开关稳压器。如今，由于无变压器输入电源成本的降低，此类设备的应用范围已经缩小。然而，在某些情况下，使用脉冲降压稳定器比任何其他直流电压转换器更经济。

降压型开关稳压器的功能框图如图 1 所示。图2是解释其在连续电感电流L模式下的操作的时序图。 XNUMX、ton期间，电子开关S闭合，电流流经电路：电容Cw正极、电阻式电流传感器Rdt、储能扼流圈L、电容Cw、负载、电容Cw负极。在此阶段，电感电流lL等于电子换向器电流S，并且从lLmin几乎线性增加到lLmax。

开关降压稳压器

基于来自比较节点的失配信号或来自电流传感器的过载信号或两者的组合，发电机将电子开关S切换至断开状态。由于流经电感L的电流不能瞬时变化，在自感电动势的影响下，二极管VD将打开，电流lL将沿电路流过：二极管VD的阴极、电感L、电容器СВХ、负载，二极管VD的阳极。在tlKl期间，当电子换向器S打开时，电感电流lL与二极管电流VD一致并且从

lLmax 至 lLmin。在周期 T 期间，电容器 Cout 接收并释放增量电荷 ΔQout。对应于电流lL[1]时间图上的阴影区域。该增量决定了电容器 Cout 和负载上的纹波电压 ΔUCout 的幅度。

当电子开关闭合时，二极管闭合。由于电路（电流传感器、闭合换向器、恢复二极管）的电阻非常小，因此该过程伴随着换向器电流急剧增加至 Ismax 值。为了减少动态损耗，应使用反向恢复时间短的二极管。此外，降压稳压器的二极管必须能够承受高反向电流。随着二极管闭合特性的恢复，下一个转换周期开始。

如果开关降压稳压器在低负载电流下工作，它可能会切换到间歇性电感器电流模式。在这种情况下，电感电流在开关闭合的瞬间停止，并且其增加从零开始。当负载电流接近额定电流时，间歇电流模式是不理想的，因为在这种情况下会出现输出电压纹波增加。最理想的情况是稳定器在最大负载时工作在连续电感电流模式，而当负载降至额定负载的 10...20% 时工作在间歇电流模式。

通过改变开关闭合时间与脉冲重复周期的比率来调节输出电压。在这种情况下，根据电路设计，用于实现控制方法的各种选择是可能的。在具有继电器调节的设备中，开关从接通状态到断开状态的转换由比较节点确定。当输出电压大于设定电压时，开关关断，反之亦然。如果固定脉冲重复周期，则可以通过改变开关导通状态的持续时间来调整输出电压。有时使用记录开关闭合状态时间或打开状态时间的方法。在任何一种控制方法中，都需要在开关闭合状态下限制电感电流，以防止输出过载。为此，使用电阻传感器或脉冲电流互感器。

我们将选择脉冲降压稳定器的主要元件，并使用具体示例计算它们的模式。本例中使用的所有关系都是基于对功能图和时序图的分析而获得的，并以方法论[1]为基础。

需要计算具有以下参数的脉冲降压稳定器：UBX=18...32 V，Ulx=12B，Iout=5A。

1、基于对多款功能强大的晶体管和二极管的初始参数和电流、电压的最大允许值的比较，我们首先选择双极复合晶体管KT853G（电子开关S）和二极管KD2997V（VD） [2, 3]。

2. 计算最小和最大填充因子：

γmin=t 和 min /Tmin=(UBыX+Upr)/(UBX max+Uson - URдТ+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42;

γmax = t 且 max /Tmax = (UBx+Upp)/(UBx min - Usbcl -URdt+Upp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78，其中 Upp=0,8 V 是二极管 VD 上的正向压降，是从最坏情况下电流等于 Iout 的电流-电压特性的正向支路获得的； Usbcl = 2 V - KT853G晶体管的饱和电压，执行开关S的功能，饱和模式下的电流传输系数h21e = 250； URdT = 0,3 V - 额定负载电流下电流传感器两端的电压降。

3. 选择最大和最小转换频率。

如果脉冲重复周期不恒定，则执行此项。我们选择电子开关打开状态持续时间固定的控制方法。在这种情况下，满足以下条件：t=(1-γmax)/fmin=(1-γmin)/fmax=const。

由于开关是在KT853G晶体管上进行的，其动态特性较差，因此我们会选择相对较低的最大转换频率：fmax = 25 kHz。那么最小转换频率可以定义为

fmin=fmax(1-γmax)/(1-γmin)=25 103](1-0,78)/(1-0,42)=9,48 kHz。

4. 计算交换机的功率损耗。

静态损耗由流过开关的电流的有效值决定。由于电流形状为梯形，则 Is = Iout 其中 α=lLmax /llx=1,25 是最大电感电流与输出电流的比率。系数a在1,2...1,6的范围内选择。开关静态损耗 PSctat=lsUSBKn=3,27-2=6,54 W。

开关上的动态损耗 Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn),

其中 Ismax 是由于二极管 VD 反向恢复而产生的开关电流幅值。取lSmax=2lBыX，我们得到

Рsdin=0fmax UBX 最大 Iout( 5tф+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) =6 W，其中 tf=8,12·0,78-10 s 为通过开关的电流脉冲前端的持续时间，tcn=6·2-10 s 是衰减的持续时间。

开关上的总损耗为：Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W。

如果静态损耗在开关上占主导地位，则应针对电感电流最大时的最小输入电压进行计算。在难以预测主要损耗类型的情况下，可以根据最小和最大输入电压来确定损耗。

5. 我们计算二极管的功率损耗。

由于流经二极管的电流形状也是梯形，我们将其有效值定义为

二极管上的静态损耗 PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07 W。

二极管的动态损耗主要是反向恢复时的损耗：РVDdin=0,5fmax·lsmaxvUBx max·toB·fmax·lBыx·Uвх max·toв·25-103 -5-32·0,2·10-6=0,8 W ，其中tOB=0,2-1C-6 s 为二极管的反向恢复时间。

二极管的总损耗为：PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W。

6. 选择散热器。

散热器的主要特性是其热阻，其定义为环境与散热器表面之间的温差与其所耗散的功率之比：Rg=ΔТ/Рrass。在我们的例子中，开关晶体管和二极管应通过绝缘垫片固定到同一散热器上。为了不考虑垫片的热阻并且不使计算复杂化，我们选择较低的表面温度，大约70°C。然后在环境温度为 40°C 时，ΔT = 70-40 = 30°C。本例中散热器的热阻为 Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°C/W。

自然冷却的热阻通常在散热器的参考数据中给出。为了减小设备的尺寸和重量，可以使用风扇进行强制冷却。

7. 计算油门参数。

我们来计算一下电感的电感： L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBх)γmin /[2Iвx fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25·103 ( 1,25-1)]=118,94μH。

作为磁路材料，我们选择压制钼坡莫合金 MP 140 [4]。在我们的例子中，磁芯中磁场的可变分量使得磁滞损耗不是限制因素。因此，最大感应强度可以选择在磁化曲线拐点附近的线性部分。在弯曲部分上工作是不合需要的，因为在这种情况下材料的磁导率将小于初始磁导率。反过来，这将导致电感随着电感器电流的增加而减小。我们选择最大磁感应强度Bm等于0,5 T并计算磁路体积： Vp=μμ0 L(αI×x)2/Bm2=140 4π 10-7 118,94 10-6(1,25-5)20,52, 3,27=3 cm140 ，其中μ=140是MP0材料的初始磁导率； μ4=10π·7-XNUMX H/m——磁常数。

根据计算出的体积，我们选择磁路。由于设计特点，MP140坡莫合金磁路通常制作在两个折叠环上。在我们的例子中，KP24x13x7 环是合适的。磁芯截面积Sc=20,352=0,7 cm2，磁力线平均长度λс=5,48 cm，所选磁芯体积为：VC=SC· λс=0,7 5,48 =3,86cm3>Vp。

计算匝数：我们取的匝数等于 23。

绝缘线的直径根据绕组必须沿磁路内圆周一层一层地敷设而确定：di=πdKk3/w=π·13-0,8/23= 1,42毫米，其中dK=13毫米——磁路内径； k3=0,8——带绕组的磁路窗口的填充系数。

我们选择直径为 2 mm 的线 PETV-1,32。

绕线前，磁路应用一层20微米厚、6...7毫米宽的PET-E薄膜绝缘。

8. 计算输出电容容量： CBыx=(UBX max-UsBkl - URdt) γmin/[8 ΔUCBыx L fmax2]=(32-2-0,3) 0,42/ [8 0,01 ·118,94-·10-6(25) ·103)2]=1250 µF，其中ΔUСвх=0,01 V 是输出电容器上的纹波范围。

上述公式没有考虑电容器内部串联电阻对纹波的影响。考虑到这一点，以及氧化物电容器的电容容差为20%，我们选择了两个额定电压为50V、容量为35μF的K40-1000电容器。选择额定电压较高的电容器是因为随着该参数的增加，电容器的串联电阻会减小。

根据计算过程中获得的结果绘制的图表如图 3 所示。 XNUMX.

让我们仔细看看稳定器的操作。在电子开关（晶体管 VT5）打开期间，电阻器 R14（电流传感器）上形成锯齿波电压。当它达到一定值时，晶体管 VT3 将打开，进而打开晶体管 VT2 并使电容器 C3 放电。此时，晶体管VT1、VT5截止，开关二极管VD3截止。先前打开的晶体管VT3和VT2将关闭，但晶体管VT1将不会打开，直到电容器C3上的电压达到与其打开电压相对应的阈值电平。这样，就会形成开关晶体管VT5关闭的时间间隔(大约30μs)。在此间隔结束时，晶体管 VT1 和 VT5 将打开，并且该过程将再次重复。

电阻R10和电容C4构成滤波器，抑制由于二极管VD3反向恢复而在晶体管VT3基极产生的电压浪涌。

对于硅晶体管VT3，其进入激活模式时的基极-发射极电压约为0,6V。在这种情况下，电流传感器R14处消耗了相对较大的功率。为了降低晶体管 VT3 打开时电流传感器的电压，通过 VD0,2R2R7R8 电路向其基极提供约 10V 的恒定偏压。

与输出电压成比例的电压从分压器提供给晶体管VT4的基极，分压器的上臂由电阻器R15、R12形成，下臂由电阻器R13形成。电路HL1R9产生的参考电压等于LED和晶体管VT4发射结两端的正向压降之和。在我们的例子中，参考电压为2,2V。失配信号等于晶体管VT4基极电压与参考电压之间的差值。

通过将晶体管 VT4 放大的失配信号与基于晶体管 VT3 的电压相加来稳定输出电压。我们假设输出电压增加了。然后晶体管VT4基极的电压将变得比示例性的电压大。晶体管 VT4 将稍微打开并改变晶体管 VT3 基极的电压，使其也开始打开。因此，晶体管VT3将在电阻器R14两端的锯齿波电压较低时打开，这将导致开关晶体管打开的时间间隔缩短。然后输出电压将会降低。

如果输出电压降低，调节过程将类似，但以相反的顺序发生，并导致开关的打开时间增加。由于电阻R14的电流直接参与晶体管VT5的开态时间的形成，因此这里除了通常的输出电压反馈外，还有电流反馈。这使您能够稳定空载输出电压，并确保对设备输出电流的突然变化做出快速响应。

如果负载短路或过载，稳定器将进入限流模式。输出电压在电流为 5,5...6 A 时开始下降，电路电流约为 8 A。在这些模式下，开关晶体管的导通时间降至最短，从而降低了功耗在上面。

如果稳定器由于其中一个元件故障（例如晶体管 VT5 击穿）而发生故障，输出端的电压就会增加。在这种情况下，负载可能会失败。为了防止紧急情况，变换器配备了保护单元，该保护单元由晶闸管VS1、稳压二极管VD1、电阻器R1和电容器C1组成。当输出电压超过稳压二极管VD1的稳定电压时，电流开始流过它，从而导通晶闸管VS1。它的加入会导致输出电压几乎降至零并导致保险丝 FU1 熔断。

该器件设计用于通过电压为 12 V 的卡车和公共汽车车载网络为主要为客车设计的 24 伏音频设备供电。由于本例中的输入电压具有低纹波水平上，电容器C2具有相对较小的电容。当稳定器直接由带有整流器的电源变压器供电时，这是不够的。在这种情况下，整流器应配备对应电压的容量至少为2200μF的电容器。变压器的总功率必须为 80... 100 W。

稳压器采用氧化物电容器K50-35（C2、C5、C6）。电容C3选用合适尺寸的薄膜电容K73-9、K73-17等，C4选用低自感陶瓷，如K10-176。除 R14 外，所有电阻均为适当功率的 C2-23。电阻器 R14 由 60 毫米长的 PEK 0,8 康铜线制成，线性电阻约为 1 Ohm/m。

由单面镀箔玻璃纤维制成的印刷电路板的图如图 4 所示。 XNUMX.

二极管VD3、晶体管VD5和晶闸管VS1通过使用塑料套管的绝缘导热垫连接至散热器。该板还连接到同一个散热器。组装后的装置外观如图所示。 5.

如今，开关稳定器的开发变得更加容易。包含所有必要组件的集成电路已经上市（包括有价）。此外，半导体器件制造商开始在其产品中附带大量应用信息，其中包含在绝大多数情况下可以满足消费者需求的典型连接电路。这实际上消除了开发过程中的初步计算和原型设计阶段。 KR1155EU2 微电路就是一个例子 [5]。

它由一个开关、一个电流传感器、一个参考电压源（5,1V±2%）、一个用于负载过压保护的晶闸管控制单元、一个软启动单元、一个外部设备复位单元、一个远程控制单元组成。关机，并保护单元芯片免受过热。

考虑基于 KR1155EU2 开发的实验室电源。

Техническиехарактеристики

输入不稳定电压，V......35...46
输出稳压调整间隔，V......5,1...30
最大负载电流，A ...... 4
最大负载时输出电压纹波范围（双幅值），mV......30
电流保护动作调节间隔，А......1...4

装置框图如图所示。 6、与标准接线图差别不大，元件位置代号相同。这里实现了一种具有固定脉冲重复周期的控制方法，即脉冲宽度控制。

电容器C1是输入滤波器。由于电流消耗相对较大，因此其容量比典型连接图中所示的容量更大。

电阻器 R1 和 R2 控制电流保护水平。最大总电阻对应最大保护动作电流，最小电阻对应最小电流。

在电容C4的帮助下，稳定器启动平稳。此外，其容量决定了超过当前保护阈值时的重启时间。

电阻R5和电容C5、C6是内部误差放大器的频率补偿元件。

电容器C3和电阻器R3决定脉宽转换器的载波频率。

电容器 C2 设置输出电压急剧下降（由外部原因引起，例如短期输出过载）和 RESO 信号（引脚 14 DA1）转变为与正常操作相对应的状态之间的时间，当连接在微电路内部 RESO 和 GND 引脚之间的晶体管关闭。电阻器 R6 提供该晶体管的开路集电极负载。如果您打算使用RESO信号并将其绑定到与稳压器输出电压不同的电压，则可以不安装电阻R6，并且在RESO信号接收器内部连接集电极开路负载。

电阻器 R4 在 INHI 输入（DA6 的引脚 1）处提供零电位，这对应于微电路的正常操作。稳定器可以通过外部高电平 TTL 信号关闭。

使用 KD636AS 二极管（其总允许电流大大超过该稳定器所需的电流）可以将效率提高 3 ... 5%，但设备成本略有增加。这导致散热器的温度降低，从而减小其尺寸和重量。

电阻器R7和R8用于调节输出电压。根据电路，当电阻器R7滑块处于下部位置时，输出电压最小并且分别等于DA1微电路的参考电压，当处于上部位置时输出电压最大。

如果 CBI 输入（DA1 的引脚 15）处的电压超过 DA1 芯片的内部参考值约 1%，则 SCR VS1 由 CBO 信号（DA1 的引脚 20）打开。这可以保护负载不超过输出电压。

除 C50 - K35-1 外，所有氧化物电容器均为 K50-53。电容器C6为陶瓷K10-176，其余为薄膜（K73-9、K73-17等）。所有固定电阻均为C2-23。可变电阻器 R2 和 R7 - SPZ-4aM，功率为 0,25 W。它们使用支架安装在板上。电感器 L1 缠绕在两个由 MP20 坡莫合金制成的折叠环磁芯 K12x 6,5x140 上。绕组包含 42 匝 PETV-2 1,12 线，绕成两层：第一层 - 27-28 匝，第二层 - 其余的。

稳定器组装在一块由单面镀箔玻璃纤维制成的板上。板图如图所示。 7.

微电路、二极管和晶闸管安装在一个散热器上。在这种情况下，在大多数情况下，微电路不需要与散热器表面隔离，因为其法兰连接到引脚 8 (GND)。二极管和晶闸管必须隔离。散热器的选择基于大约 15...20 W 的功耗和 30°C 的过热。您可以使用风扇（如果可能）来减小散热器的尺寸和重量。

应特别注意电源变压器和整流器。变压器的设计输出功率至少为 150 W，开路输出电压约为 33 V。在最大负载下，允许输出电压相对于开路电压降低不超过 1,5 V 。选择的整流器电流为 3,5...2 A，其二极管上的总压降不超过 XNUMX V。整流器（在单片设计的情况下）或单个二极管可以安装在同一散热器上下沉作为稳定器。

脉冲转换器可以成为网络变压器和整流器的良好替代品。

分析所审查的两种设备，您可以看到它们的差异。显然，第一个稳定器比第二个稳定器便宜。而且，进一步降低第一种成本的方法非常明显（用效率略有下降的KD2997V和带有廉价铁氧体磁芯的昂贵全倍体代替KD213V二极管）。在第二个器件中，KD213V（以及KD2997V）由于惯性将不再适用，更换磁芯不会导致成本明显降低。第一个稳定器的零件可以在任何无线电爱好者的桌面上找到，而第二个稳定器则不能。

然而，第一个设备在设计阶段需要更多的时间。此外，它的元素数量较多，但功能较少。

文学

Titze U.，Schenk K。半导体电路：参考指南。每。和他一起。 - M.：米尔，1982 年。
半导体器件。中高功率晶体管：手册 / A. A. Zaitsev、A. I. Mirkin、V. V. Mo-kryakov 等 Ed. A.V.戈洛梅多娃。 - M.：无线电和通信，1989 年。
半导体器件。整流二极管、齐纳二极管、晶闸管：手册 / A. B. Gitsevich、A. A. Zaitsev、V. V. Mokryakov 等 Ed。 A.V.戈洛梅多娃。 - M.：无线电和通信，1988 年。
http://ferrite.ru
bryansk.ru/siV1155EU2.zip

作者：顿河畔罗斯托夫的 Yu.Semenov

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