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无线电电子与电气工程百科全书 KR1156EU2 和 KR1156EUZ 系列的脉冲宽度控制器。 参考数据
KR1156EU2、KR1156EU3 系列的微电路设计用于控制工作频率高达 1 MHz 的开关二次电源。 这些微电路最接近的类似物分别是 UC3825 和 UC3823 (Unitrode)。 最接近的国内类似物是KR1114EU4。 微电路采用具有 p-n 结隔离的平面外延技术制造。 它们封装在十六针塑料盒 2103.16-3 中（图 1）。 设备重量 - 不超过 1,2 克
该控制器设计用于具有脉冲宽度 (PW) 控制以及电压和电流反馈的设备。 通过控制器的信号传播延迟不超过 50 ns。 该 IC 包含一个转换速率至少为 12 V/μs 的宽带误差放大器，并且与输入电压前馈系统兼容。 在控制器的输出端，提供电流高达 1,5 A 的半桥开关（引脚 11 和 14），从而可以控制 MOS 结构的强大晶体管（推挽模式 - KR1156EU2，单周期模式 - KR1156EUZ）。 控制器包含许多可以显着扩展范围的设备和系统。 其中包括 SHI 锁存器（更多信息见下文）、每个周期的电流限制器、确保控制器平稳启动的节点、输出脉冲最大持续时间的限制器、5,1 V 的参考电压源。此外，还提供低电源电压保护，具有“迟滞”功能，能够通过外部信号同步和关闭控制器。 在“关闭”状态下，微电路消耗的电流不超过1mA。 微电路的引脚排列（括号中指示了条件图形图像上的输出名称）：引脚。 1 - OU 的反相输入； 别针。 2 - 操作系统的同相输入； 别针。 3 (0ea)——运算放大器的输出，反相SHI比较器的输入； 别针。 4（Syn）——同步信号的输入/输出； 别针。 5(Rt)——连接定时电路电阻*的输出； 别针。 6(Ct)——连接计时电路电容*的端子； 别针。 7（斜坡）-SHI比较器的同相输入； 别针。 8（Cs）——输出，用于连接软启动单元的电容器； 别针。 9（停止）——限流或关闭微电路的输入信号； 别针。 10（Com）——公共端输出，负电源输出； 别针。 11(A)——第一个半桥电流放大器的输出； 别针。 12(Em)——电流放大器晶体管的发射极； 别针。 13(Kol)——电流放大器晶体管的集电极； 别针。 14(B)——第二个半桥电流放大器的输出； 别针。 15（+U）——正电源输出； 别针。 16 (Uref) - 参考电压源的输出。 KR1156EU2微控制器的功能图如图2所示。 1156.由于KR2EU1156和KRXNUMXEUZ微电路有很多相似之处，因此在下文中，除非另有说明，描述将同时提及两者。
该控制器包括锯齿波电压发生器G1、2V偏置电压源G1,25、受控宽带运算误差放大器DA1、SHI比较器DA5、触发器DD3上的锁存器、触发器DD5、DD6上的反相器、带有逻辑控制单元DD7、DD8的输出电流放大器DA7、DA8、软启动单元（晶体管VT1、VT2、电流源G3）、比较器负载电流限制具有微电路关闭单元(DA2、DD3)的DA2、欠压阻断单元DA4、具有电压控制单元(DA4)的示例性电压源G6。 控制器的保护功能由阈值电压为2V的用于限制负载电流DA1的比较器、阈值电压为3V的DA1,4芯片的关断比较器以及另外可以限制输出脉冲的最大持续时间的软启动单元(因为误差放大器DA1的输出端的电压通过晶体管VT8上的控制电路受到控制器1的输出端的电压限制)提供。 当电源电压在“关闭”状态下降至 9,2 V 以下（“迟滞”为 0,6 V）时，控制器的阻断单元会提供低电流消耗，同时将输出放大器切换到高阻抗状态。 逻辑节点DD7、DD8防止输出放大器同时转变为高电平状态以及在一个周期内输出A和B处出现许多脉冲。半桥输出电流放大器设计用于与具有大电容元件的负载一起工作，例如大功率MOS晶体管的栅极，并且能够提供流入和流出电流。 主要技术特性*
* 电源电压为 15 V，环境温度为 0O...+70 °C。 **对于 KR1156EUZ 控制器 - 按周期 特性的最大允许值*
* 占空比为 1 时，参数限值的暴露时间不应超过 100 ms。 ** 在环境温度高于 25 °C 时，耗散功率 Р 必须根据线性定律 Р = 1 - (Tacr.avg. - 25 °C) / Rt env.avr. 降低，其中 Rt env.avr. 参考电压源 G4 由热补偿稳定器和电流放大器组成，为外部负载提供高达 10 mA 的电流（来自引脚 16）。 该电源配备了约 30 mA 的输出短路保护装置。 它为比较器、逻辑节点、1,25V 偏置、运算放大器和锯齿波发生器供电。 锯齿电压主振荡器的工作频率高达 1 MHz。 它由分别连接到端子5和6的定时电路的电阻器R的电阻和电容器Ct的电容决定。 在引脚 5 处，控制器保持 3V 的电压，通过电阻 Rt 的电流以 6:1 的比例反射到引脚 1，因此电容器 Ct 的充电电流 l3Ct 由表达式 l3Ct = 3/Rt 确定。 当 Rt = 3,65 kΩ 且 Ct = 1000 pF 时，发生器频率为 400 kHz ±10%。 要工作在不同的频率，需要按照图3改变定时电路的参数。 XNUMX.
振荡器的“死区”时间等于输出 Syn 处的脉冲持续时间，并决定控制器的动态范围（因为输出 A 和 B 处于低状态），取决于电容 Ct，可达 100 ns。 发生器在 Ct 输入（引脚 6）处生成锯齿电压，这是两个控制器联合操作的同步信号（取自引脚 4），在锯齿电压下降期间在引脚 4 处生成时钟脉冲，以同时关闭输出放大器，以排除通过电流（通过放大器晶体管），并将 DD3 锁存器切换到允许输出放大器运行的状态。 该发生器是根据施密特触发电路构建的，其输出通过npn晶体管上的射极跟随器连接到引脚4，在该引脚上形成时钟脉冲，其低电平（2,3 V）对应于Ct电容器充电，高电平（4,5 V）对应于放电。 射极跟随器允许您组合 4 个微电路的输出（接线 OR）。 输出的负载能力为4-1mA，并且由于射极跟随器负载中的内部电流源消耗不超过400μA，因此在与类似微电路同步操作期间该输出的分支因子至少为XNUMX。 从属（同步）微电路的发生器不能被阻塞，而是通过适当选择定时元件Rt和Ct来调谐到略低于主发生器的频率。 通过这种方法，每个控制器将具有局部锯齿电压。 如果引脚 5 连接到引脚 16，引脚 6 连接到公共引脚，也可以完全关闭发电机。 在这种情况下，同步信号从外部发生器提供到引脚 4。对于更多分支的同步，可以使用由主控制器的时钟信号控制的射极跟随器，并且从设备可以通过电容器连接到其输出，如有必要，还可以通过终端电阻器和传输线连接到其输出。 电容器Ct的正确选择非常重要。 在高频时，其有效串联电阻和电感以及介质吸收值决定了振荡器的频率精度和稳定性。 因此，建议仅使用射频电容器。 为了减少电容引线寄生电感的影响，安装时需要尽可能缩短电容引线，并尽可能靠近微电路的10脚连接。 单电平同步脉冲将 DD3 锁存器转换为零状态，为反相器提供时钟并选通控制器的输出放大器，从而防止通过电流。 在同步脉冲的零电平处，如果其他电路中没有抑制，则高电平脉冲出现在其中一个放大器的输出处，并且一直保持到下一个同步脉冲到达为止。 误差信号放大器DA1是具有低电阻输出的宽带高速运算放大器。 在其信号路径中仅使用 n-p-n 晶体管可以实现 5,5 MHz 的单位增益频率。 为了保证误差信号通过运放的时间最短，相应晶体管的集电极结旁路有一个肖特基二极管，以防止饱和。 像往常一样，增益是通过选择操作系统深度来设置的。 放大器的典型频率响应在零频率时具有 95 dB 的增益值，在 100 Hz 时具有一极点。 误差放大器DA1的输入端的连接取决于设计电源的输出电压的极性。 如果需要获得稳定的正电压（相对于共模线），则共模电压为5,1V（示例），OS电路搭建如图4所示。 16a. 当为负时，建议共模电压设置为等于示例电压的一半，并且 OS 电路分压器连接在电源输出和控制器的端子 4 之间（图 XNUMX，b）。
晶体管VT1的发射极连接到p-n-p结构的运算放大器(如图2所示)的输出npn晶体管的基极。 因此，运放输出端的电压不能超过控制器引脚8的电压。 应该记住，运算放大器的输出负载有一个连接到公共输出的内部 50 欧姆电阻。 因此，如果外部负载涉及大灌电流，则可能需要额外的分流电阻来降低运算放大器输出端的电压。 SHI比较器DA5是根据基于npn晶体管的差分放大器的方案制作的，在输出端带有射极跟随器，这防止了比较器晶体管的饱和模式。 输出信号对应于电源电压为 5,1 V 的 ESL。比较器的共模输入信号下限约为 1 V。由于控制器斜坡输入处的电压（例如，当从引脚 6 向其施加锯齿波电压时）可以在 0 至 3 V 之间变化，为了进行电平匹配，内部偏置源 G1,25 在比较器的非反相输入端提供 2 V 的电压偏移。 限流比较器DA2的结构与SHI比较器类似。 DA3关断比较器是根据基于p-n-p晶体管的差分放大器的方案制作的。 由参考电压形成的固定电压分别为 1V 和 1,4V，施加到这些比较器的反相输入端。 通过控制器的信号路径上的逻辑元件（包括 SHI 锁存器 DD3 和反相器 DD5、DD6）是在带有缓冲器射极跟随器的 ESL 上制作的。 这些节点的开关电流选择得相当大——400 μA。 因此，虽然输入比较器和输出电流放大器之间有两个OR元件（DD1和DD4）、OR-NOT元件（DD7、DD8）、锁存器（DD3），但它们在总延迟时间中所占的份额不超过20%，主要延迟落在比较器和输出放大器上。 然而，如果输出不能提供具有所需幅度的快速切换，那么信号通过路径的速度有多快就没有多大意义。 输出半桥电流放大器 DA7、DA8 允许您在 1000 V 控制器电源电压下切换容量为 30 pF 的负载 15 ns。通过负载的电流峰值至少为 1,5 A。 为了确保放大器的速度，必须忍受通过输出晶体管的直通电流，特别是由于这种电流，微电路会升温，尤其是在高频下。 在 KR1156EU2 控制器的输出级中，强大的输出晶体管由互补信号控制，即当一个打开时，另一个关闭。 选择晶体管的工作模式，以便在每次开关期间只有 20 ns 的直通电流流过它们，在 500 kHz 的频率下仅增加 10 mA 的消耗电流。 这个数字是妥协的结果； 很容易实现零通过电流，但在这种情况下，总延迟会变得难以接受。 如果控制器电源电压变得小于某个值（等于工作电压减去“迟滞”电压），则欠压保护比较器DA4被激活。 来自元件AND-NOT DD9的输出的低电平被反相为高电平并馈送到元件OR-NOT DD7、DD8的输入，其再次反相。 结果，输出放大器DA7、DA8进入低电平状态。 来自DD9元件的高电平也到达OR元件DD2的输入，使晶体管VT2打开，从而使输出电路8中的软启动电容器放电。同时打开的晶体管VT1将运算放大器DA1的输出处的电压降低到几乎为零。 同时，比较器DA4输出的低电平关闭参考电压源，之后输出放大器进入高输出阻抗状态。 如果现在电源电压增加，变得大于DA4比较器的工作电压，则其输出的高电平切换至DD9元件，至示例性源G4，并逐渐将控制器置于工作模式。 一旦示例性源的输出处的电压增加超过4V，参考电压控制比较器DA6就被激活。 现在 DD9 元件的两个输入均为高电平，输出为低电平。 这消除了对信号通过元件DD7、DD8的禁止，在DD2元件的输出处产生低电平，其（如果比较器DA3的输出也为低）闭合晶体管VT2并平滑地启动控制器。 当电源开启时，流经强大开关晶体管的电流由负载电流及其输出电容的充电电流决定，并且在第一时刻远高于标称值。 为了防止输出放大器的相关过载，控制器中引入了一个由晶体管 VT1 和软启动电容器组成的节点。 该节点将运算放大器 DA1 的输出电压从几乎为零缓慢增加到标称值，从而延长输出 A 和 B 处的脉冲持续时间。当控制器处于微功耗模式或引脚 9 处的电压大于 1,4 V 时，引脚 8 电路中的电容器放电，并且没有输出脉冲。 软启动电容器由电流源 G3 (9 µA) 充电。 比较器增加的输出电压 OV DA1 SHI 与直接输入处的锯齿电压进行比较，并在输出处生成持续时间增加的脉冲。 首先，输出放大器的开启时间很短，并且通过它们的电流小于临界电流。 一旦输出电压达到标称水平，稳定电路就会开启。 晶体管VT1将截止。 除了主要用途外，软启动装置还可用于其他用途。 因此，控制器限制运算放大器输出电压的能力使您能够限制传统电源和电流模式下输出晶体管的最大打开时间 - 对最大峰值电流的水平进行编程。 图 42 中显示了控制器的典型包含结构，该控制器使用在 56 ... 1 V 输入电压范围内运行、负载电流为 10 ... 5 A 的 1 伏稳定电源示例。 XNUMX [XNUMX]。
随着负载电流的增加，一旦提供给控制器停止输入的电流传感器 R12 上的电压超过 1V，其限流比较器 DA2 将工作，并且通过元件 DD1 的单个压降将把 SHI 锁存器 DD3 设置为状态 1。该电压将关闭输出放大器，至少直到当前周期结束。 锁存器对输入 S 具有优先权，因此只有在消除电流过载后才可能过渡到零状态。 如果电源的输出关闭，则由于输出晶体管关断约100ns的时间，流过源极晶体管VT1、VT2的电流有时间增加到第二值，此时微电路的关断比较器DA3开始工作。 结果，软启动电容器C4将被放电，并且控制器的晶体管VT1将运算放大器的输出处的电压降低至几乎为零。 关闭大功率晶体管VT1、VT2后，控制器9端电压将接近于零，软启动过程开始。 如果输出闭包未被移除，则将重复所描述的过程。 用于控制控制器输出放大器的逻辑节点提供以下功能：它们在引脚4或锁存器输出处的同步脉冲为高电平时同时闭合； 它们在同步脉冲的低电平和锁存器的输出处交替打开； 输出脉冲持续时间的变化取决于误差信号的电平。 在电源中（图 5），使用通常的 SHI 调节，当 OS 电压连接到控制器 DA1 运算放大器的反相输入端，示例性电压连接到非反相输入端时。误差信号在运算放大器的输出端产生一定的电压，该电压到达比较器 DA5 的反相输入端。 比较器（引脚 7）的非反相输入通过 R2C3C6 电路接收来自发生器 G1（引脚 6）的锯齿电压，该电压由电源 G2 向上移动。 当控制器输出时钟G1为高电平时，推挽周期开始。 该脉冲在锁存器输出处设置低电平，同时通过DD4元件到达反相器DD5、DD6的输入C，将其切换到下一个状态并准备相应的输出放大器打开。 此外，它直接到达元件DD7、DD8的输入。 因此，放大器DA7、DA8的输出均为低，并且源晶体管VT1和VT2闭合。 时钟脉冲衰减后，DD4 元件输出的低电平解除了打开输出放大器的禁止。 具有来自反相器的使能信号的大功率源晶体管打开。 同时，电容器C1开始充电，控制器7号端子电压升高。 一旦比较器非反相输入端的锯齿电压等于反相输入端的误差信号电平，输出就会变高，这会将锁存器设置为“XNUMX”状态。 开路的大功率源晶体管关闭，而关闭的晶体管则被阻止意外打开。 这些晶体管将关闭，直到周期结束，直到主振荡器利用下一个同步脉冲将锁存器输出设置为低电平，并通过将反相器切换到下一个状态，准备另一个强大的晶体管开启。 此外，重复所描述的过程。 根据误差信号的电平，比较器会较晚或较早切换。 输出放大器的导通时间也相应变化。 这就是转换器的输出电压稳定的方式。 该控制器可以生成推挽脉宽信号，以两种主要模式控制高功率晶体管。 在第一个中，比较器将误差放大器的输出电压与引脚6处的锯齿波电压进行比较。这是传统的电压反馈模式。 在第二个中，比较器将误差放大器的电压与电阻器 R12 上的压降进行比较，电阻器 R5 是强大开关晶体管公共电路中包含的电流传感器（电流反馈模式）。 在所考虑的情况下，如图所示。 XNUMX、应用这两种模式的组合。 为了抑制开关噪声，在电流传感器和停止输入之间使用积分电路 R4C5。 如果能量损耗不允许使用电流测量电阻器，则使用电流互感器。 如果转换器必须在大范围变化的输入电压下工作，建议对输入电压使用直接参数连接。 施加到比较器输入的参数锯齿电压由外部 RC 电路生成。 “锯齿”的下降部分由外部晶体管在发生器输出端的信号形成。 为了防止换流变压器饱和，可以使用一个节点来计算伏秒乘积，并在达到危险水平时关闭功率晶体管。 建议使用肖特基二极管（VD2、VD3）对控制器的输出 A 和 B 进行分流，以获得至少 2 A 的脉冲电流。如果控制器装有隔离变压器，或者通过漏极-栅极电容的电流浪涌非常高，则需要并联二极管。 它们会将输出 A 和 B 上的负杂散脉冲限制为 0,3 V。 与所有高频组件一样，控制器需要仔细注意外部（附件）组件和接线的放置，以最大限度地减少寄生电感或电容耦合。 零件的引线必须尽可能缩短。 由于这些原因，优选将控制器安装在双面印刷电路板上。 信号导体的放置使得它们到处都位于公共线箔的上方。 功率输出应与两个直通电容器分流 - 一个 0,1 μF 的陶瓷低电感电容，放置在距微电路引脚 6 不超过 15 mm 的位置，以抑制高频干扰；额定值为 1 至 5 μF 的氧化物（钽），焊接在距引脚 12 不超过 13 mm 的位置，充当为输出放大器供电的储能器件。 建议在端子 0,01 和公共线之间连接一个容量至少为 16 uF 的低电感电容器。 为了提高转换器对抗寄生激励的稳定性，控制器的电流放大器的输出的串联寄生电感应该最小。 这里的解决方案可以是尽可能将强大的场效应晶体管逼近微电路并使用串联阻尼无感电阻R7、R8。 为了减少强大的晶体管对模拟电路的影响，需要屏蔽并使用一致的线路将控制脉冲传输到其栅极。 国外和国内文献均未注明变换器的大功率场效应晶体管VT1、VT2和肖特基整流二极管VD6的型号。 那些想要自己制作的人必须通过实验来选择这些组件，并确保设备可靠地工作。 我们可以推荐晶体管 KP750A、KP767V、KP778A、IRF640。 除图中所示的强力二极管类型外，KD271BS、KD272BS、KD273BS、KDSh2967BS、KDSh2967VS、CTQ2535、CTQ2545均可适用； 二极管 VD4、VD5 - 2D253 系列，以及 2D255V-5、ZDCH122-20、ZDCH122-20X。 在工作之前，您绝对应该熟悉 [2]。 KR1156EUZ 控制器与所描述的控制器的不同之处在于，它没有反相器触发器，并且输出电流放大器以反相运行。 此外，还提供具有共模输出 A 和 B 的版本，它们可以并联连接，具有一个输出 B（如 UC1823），并且输出 A 连接到限流比较器的反相输入。 文学
作者：布良斯克 S.Egorov
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