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被动音调控制
在本文中，读者在电路和功能方面获得了许多不同的音调控制，可供无线电爱好者在声音再现设备的开发和现代化中使用。 最近流行的有源音调控制的主要缺点是使用深度频率相关反馈和它们引入调节信号的大量附加失真。 这就是为什么需要在高质量设备中使用无源调节器的原因。 确实，它们并非没有缺陷。 其中最大的是与控制范围相对应的显着信号衰减。 但由于现代声音再现设备中的音调控制深度很小（不超过8 ... 10 dB），因此在大多数情况下不需要在信号路径中引入额外的放大级。 这种调节器的另一个不那么重要的缺点是需要使用可变电阻器，其电阻与发动机的旋转角度（“B”组）呈指数相关，从而提供平滑的调节。 然而，设计的简单性和高质量的指标仍然倾向于使用被动音调控制。 应该注意的是，这些稳压器需要前级的低输出阻抗和后级的高输入阻抗。
音调控制 [1952] 由英国工程师 Baksandal 于 1 年开发，可能已成为电声学中最常见的频率校正器。 该电路的经典版本由两个形成桥的一阶链路组成 - 低频 R1C1R3C2R2 和高频 C3R5C4R6R7（图 1a）。 这种控制器的近似对数幅频特性（LAFC）如图 1b 所示。 此处还给出了用于确定 AFC 拐点时间常数的计算依赖性。 理论上，一阶链路可实现的最大频率响应斜率为每倍频程 6 dB，但从实际实现的特性来看，由于拐点频率略有差异（不超过十倍）以及前后级的影响，每倍频程不超过 4 ... 5 dB。 调整音调时，Baksandal 滤波器仅改变频率响应的斜率，而不改变拐点频率。 调节器在中频引入的衰减由比率 n=R1/R3 决定。 此时的频率响应控制范围不仅取决于衰减值n，还取决于频率响应拐点频率的选择，因此，为了增大频率响应控制范围，将拐点频率设置在中频区域，即反过来，又充满了相互影响的调整。 在所考虑的控制器的传统版本中，R1/R3=C2/C1=C4/C3=R5/R6=n，R2=R7=n*R1。 在这种情况下，频率响应的拐点频率在其上升和下降区域中实现了近似重合（在一般情况下，它们是不同的），这确保了频率响应的相对对称调节（即使在这种情况下，下降也不可避免地变得更陡峭和更广泛）。 采用常用的 n = 10（对于这种情况，元件额定值的最小值如图 1、a-3、a 所示）以及选择 1 kHz 附近的分频频率，音调控制在100 Hz 和 10 kHz 频率相对于 1 kHz 频率为 + - 14 ...18 dB。 如上所述，为了确保平滑控制，可变电阻器 R2、R7 必须具有指数控制特性（“B”组），此外，为了在调节器的中间位置获得线性频率响应，此时可变电阻器的上段和下段（根据电路）的电阻也必须等于n。 当“Hyend”n=2...3（对应于+-4...8 dB 的控制范围）时，使用电阻与发动机旋转角度呈线性关系的可变电阻器是完全可以接受的（“A”组），但同时在频率响应下降区调整有些粗，在上升区拉伸，在调节器的中间位置决不能获得平坦的频率响应。 另一方面，具有线性相关性的双可变电阻部分的电阻更好地匹配，这减少了立体声放大器的通道的频率响应失配，使得在这种情况下的不均匀调节可以被认为是可以接受的。 电阻R4的存在并不重要，其目的是减少各环节的相互影响，汇集高频时频率响应的拐点频率。 通常，R4=(0,3...1,2)*R1。 如下图，某些情况下可以完全放弃。 上述“基本”版本的调节器通常用于高端无线电设备。 在家用电器中，使用稍微简化的版本（图 2）。 这种控制器的近似对数幅频特性（LAFC）如图2b所示。 其高频链路的简化导致较高频率区域的调节有些模糊，并且导致先前和后续级联对该区域的频率响应的影响更加明显。 n = 2 的类似校正器（带有“A”组的可变电阻器）在 2 年代末 ... 60 年代初的简单业余放大器 [70] 中特别流行（主要是由于低衰减），但很快 n 的值今天已增加至通常值。 上述关于调节器的调节范围、匹配和选择的所有内容也适用于校正器的简化版本。 如果我们放弃在频率响应的上升和下降区域中对称调节频率响应的要求（顺便说一句，实际上不需要下降），那么电路可以进一步简化（图3） ， A）。 图 3b 所示调节器的 LAFC 对应于电阻器 R2、R4 滑块的极限位置。 这种调节器的优点是简单，但由于其所有特性都是相互关联的，为了调节方便，建议选择n=3...10。 需要注意的是，随着n的增大，上升的程度增大，下降的程度减小。 上面关于 Baksandal 校正器传统版本的所有内容完全适用于这个极其简化的版本。 然而，Baksandal 电路及其变体绝不是无源两频段音调控制的唯一可能实现。 第二组音调控制不是基于电桥，而是基于频率相关分压器。 作为音调控制的优雅电路解决方案的一个例子，可以引用在电子管电吉他放大器的各种变体中使用的音调块。 该调节器的“亮点”在于调节过程中频率响应的拐点频率的变化，从而导致“古典”电吉他声音中有趣的效果。 其基本方案如图4a所示，近似的LAFC如图4b所示。 此处还给出了用于确定拐点时间常数的计算依赖性。 很容易看出，在较低音频频率区域进行调整会改变拐点频率，而不会改变频率响应的斜率。 当可变电阻R4的滑块处于较低（根据方案）位置时，较低频率的频率响应是线性的。 当发动机向上移动时，其上出现一个上升，调节过程中的拐点转移到频率较低的区域。 随着滑块的进一步移动，电阻器 R4 的上部（根据电路）开始分流电阻器 R2，这导致高频拐点向更高频率移动。 因此，在调整时，低频的上升与中频的下降相辅相成。 高频调节器是一个简单的一阶滤波器，没有特殊功能。 在此方案的基础上，您可以构建多个音色块选项，允许您调整低频和高频的频率响应。 此外，在较低频率的区域中，频率响应的增加和减少都是可能的，而在较高频率的区域中，频率响应仅增加。 在低频区域中具有 AFC 变形频率响应控制的音调块的变体如图 5 所示，a 及其 LAF - 在图 5 中。 2 B. 电阻器 R3 控制频率响应的拐点频率，RXNUMX 控制其斜率。 调节器的联合作用使您能够获得显着的限制和更大的控制灵活性。 音色块的简化版本如图 6 所示，a 是其 LFC - 图 6。 3b. 它本质上是图4a所示的低频链路和图XNUMXa所示的高频链路的混合体。 通过结合低频区和高频区的频响控制功能，可以一键实现简单的组合音调控制，非常方便在收音机和汽车设备中使用。 其示意图如图7、a、LACHH-中所示。 7b. 根据可变电阻器R1的引擎方案，在较低位置，频率响应在整个频率范围内接近线性。 当其向上移动时，频率响应在较低频率处出现上升，并且调节过程中的低频拐点向较低频率移动。 随着发动机的进一步运动，电阻器 R1 的上部（根据方案）导通电容器 C1，从而导致更高的频率上升。 当用开关代替可变电阻R1时（见图8，a和8，b），所考虑的调节器变成最简单的音调寄存器（位置1-经典，2-爵士，3-摇滚），流行于50世纪60年代-90 年代，并再次用于 XNUMX 年代的录音机和音乐中心的均衡器。 尽管事实上，在音调控制领域，似乎一切都早已说过，无源校正电路的种类并不限于所提出的选项。 许多被遗忘的电路解决方案现在正在经历新的质量水平的重生。 例如，具有单独的低频和高频响度控制的音量控制是非常有前途的[3]。 文学
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