我们测量 SWR：理论和实践。方案、说明

我们测量 SWR：理论和实践。无线电电子电气工程百科全书

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测量馈线与天线匹配质量的装置（驻波比表）是业余无线电台不可缺少的组成部分。这种设备提供的有关天线系统状态的信息有多可靠？实践表明，并非所有工厂制造的驻波比表都能提供很高的测量精度。对于自制结构来说更是如此。提交给读者的文章讨论了带有电流互感器的 SWR 计。这种类型的设备被专业人士和无线电爱好者广泛使用。文章给出了其工作原理并分析了影响测量精度的因素。最后描述了两种简单实用的 SWR 计设计，其特性将满足最苛刻的无线电业余爱好者的需求。

有些理论

如果连接到发射器的波阻抗为 Z® 的均匀连接线（馈线）负载有电阻 Zн≠Z®，则其中会同时出现入射波和反射波。反射系数r（反射）一般定义为从负载反射的波的振幅与入射波的振幅的比值。电流反射系数r和电压ru等于反射波和入射波中相应量的比值。反射电流的相位（相对于入射电流）取决于 Zн 和 Zо 之间的比率。如果 Zн>Zо，则反射电流将与入射电流反相，如果 Zн

反射系数r的值由公式确定

其中Rn和Xn分别是负载电阻的有功和无功分量，当纯有功负载Xn = 0时，公式简化为r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo)。例如，如果特性阻抗为50欧姆的电缆负载75欧姆的电阻，则反射系数将为r = (75-50)/(75+50) = 0,2。

在图中。图1a示出了该特定情况下沿线路的电压Ul和电流Il的分布（不考虑线路中的损耗）。电流沿 y 轴的比例被取为 Z 倍大 - 在这种情况下，两个图将具有相同的垂直尺寸。虚线是Rн=Zо时的电压Ulo和电流Ilo的曲线图。例如，截取一段长度为 λ 的线。如果更长，该模式将每 0,5λ 循环重复一次。在入射相位和反射相位重合的线上那些点处，电压最大并且等于 Ul max -= Ulo(1 + r) = Ulo(1 + 0,2) = 1,2Ulo，并且在相位相同的那些点上相反，它是最小的并且等于 Ul min = Ul(1 - 0,2) == 0,8Ul。根据定义，SWR = Ul max/ /Ul min=1l2Uл/0I8Uл=1I5。

测量 SWR：理论与实践

SWR 和 r 的计算公式也可以写为：SWR = (1+r)/(1-r) 且 r = = (SWR-1)/(SWR+1)。让我们注意一个重要的点 - 最大和最小电压之和 Uл max + Uл min = Uло(1 + r) + Уло(1 - r) = 2Uno，以及它们的差 Ul max - Ul min = 2Uлo。根据获得的值，可以计算出入射波的功率Ppad = Uо2/Zo 和反射波的功率Pоtr = = (rUо)2/Zo。在我们的例子中（SWR = 1,5 且 r = 0,2），反射波的功率仅为入射波功率的 4%。

通过测量沿一段线路的电压分布来寻找 Ul max 和 Ul min 的值来确定 SWR 在过去已被广泛使用

不仅适用于开放式架空线路，还适用于同轴馈线（主要是 VHF）。为此，使用了馈线的测量部分，该测量部分具有一个长的纵向槽，小车沿着该槽移动，其中插入了探针（高频电压表的头部）。

SWR 可以通过测量长度小于 0,5λ 的一段线路中的电流 Il 来确定。确定最大值和最小值后，计算 SWR = Imax/Imin。为了测量电流，电流-电压转换器以带有负载电阻的电流互感器 (TT) 的形式使用，其两端的电压与测量的电流成比例且同相。让我们注意一个有趣的事实 - 使用某些 TT 参数，在其输出处可以获得等于线路（导体之间）电压的电压，即Utl=IlZo.

在图中。图1b同时显示了Ul沿线的变化图和Utl变化图。这些图具有相同的幅度和形状，但相对于彼此偏移 0.25X。对这些曲线的分析表明，可以通过同时测量线路中任意点的Ul和UTL值来确定r（或SWR）。在两条曲线的最大值和最小值的位置（点1和点2），这是显而易见的：这些值Ul/Utl（或Utl/Utl）的比率等于SWR，总和等于2Ulo ，差值是2rUlo。在中间点，Ul和Utl发生相位偏移，需要将它们作为矢量相加，但是，由于反射电压波始终与反射电流波相位相反，因此上述关系保持不变，并且rUlo = rUtl。

因此，包含电压表、校准电流电压转换器和加减电路的设备将允许您在线路中任何位置打开时确定 r 或 SWR 以及 Rpad 和 Rotr 等线路参数。

关于此类设备的第一个信息可以追溯到 1943 年，并在 [1] 中转载。作者所知道的第一个实用设备在[2, 3]中进行了描述。作为基础的电路变体如图 2 所示。 XNUMX. 该装置包含：

电压传感器 - C1 和 C2 的电容分压器，输出电压 Uc，远小于线路 Ul 上的电压。比值 p \uXNUMXd Uc / Ul 称为耦合系数；
电流互感器T1，绕在羰基环磁路上。其初级绕组为一匝，以导体形式穿过环中心，次级绕组为n匝，次级绕组上的负载为电阻R1，输出电压为2Ut。次级绕组可以由两个独立的绕组组成，每个绕组的电压为Ut，并带有自己的负载电阻，但从结构上来说，制作一个中间有抽头的绕组更方便；
二极管 VD1 和 VD2 上的检测器、开关 SA1 和微安表 PA1 上的电压表以及附加电阻。

变压器T1的次级绕组的连接方式是，当发射器连接到图中左侧的连接器并且负载连接到右侧时，总电压Uc + UT提供给二极管VD1，并且差值电压提供给二极管VD2。当电阻等于线路特性阻抗的阻性参考负载连接到SWR表的输出时，没有反射波，因此VD2处的RF电压可以为零。这是通过使用调谐电容器 C1 均衡电压 UT 和 Uc 来平衡器件的过程中实现的。如上所示，经过这样的设置后，电压差的大小（Zн≠Zо处）将与反射系数r成正比，实际负载的测量就是这样进行的。首先，在图中所示的开关SA1（“入射波”）的位置，使用校准可变电阻R3将仪器箭头设置到最后一个刻度（例如100μA）。然后根据图示将开关SA1移至下方位置（“反射波”）并计算r值，在RH=75欧姆的情况下，设备应显示20μA，对应于r=0,2。 SWR的值由上式确定——SWR=(1+0,2)//(1-0,2)=1,5或SWR=(100+20)//(100-20)=1,5。在此示例中，假设检测器是线性的 - 实际上有必要引入校正以考虑其非线性。通过适当的校准，该设备可用于测量入射功率和反射功率。

SWR 计作为测量设备的精度取决于多种因素，主要取决于在 Rн = Zo 时平衡位置 SA1“反射波”的设备的精度。理想平衡对应于电压 Uс 和 Uт，其大小相等且相位完全相反，即它们的差（代数和）为零。在实际设计中，总是存在不平衡的平衡Ures。让我们看一个示例，了解这如何影响最终的测量结果。让我们假设在平衡期间产生的电压为 Uс = 0,5 V 和 Uт = 0,45 V（即 0,05 V 的不平衡，这是相当现实的）。当 75 欧姆线路中的负载 Rн = 50 欧姆时，我们实际上有 SWR = 75/50 = 1,5 和 r = 0,2，并且反射波的幅度（重新计算到设备内级别）将为 rUc = 0,2x0,5 .0,1 = 0,2、0,45V，rUт = 0,09xXNUMX = XNUMXV。

我们再看一下图。如图 1、b 所示，其上显示的曲线是 SWR = 1,5（在我们的例子中，该线的曲线 Ul 和 Utl 对应于 Uс 和 Ut）。在点 1 处，Uc max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V，Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V，SWR = 0,6/0,36 = 1,67。在 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V 点，Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0.4，SWR = 0,54/0,4 = 1,35。从这个简单的计算可以清楚地看出，根据这种 SWR 计连接到实际 SWR = 1,5 的线路的位置，或者当设备和负载之间的线路长度发生变化时，可以读取不同的 SWR 值 -从 1,35 到 1,67！

什么会导致不准确的平衡？

1. 锗二极管（在我们的例子中为 VD2）存在截止电压，在该电压时其停止导通，该电压约为 0,05 V。因此，当 UOCT < 0,05 V 时，PA1 器件将显示“零”，并且错误可以进行平衡。如果电压 Uc 和相应的 UT 增加数倍，相对误差将显着降低。例如，当 Uc = 2 V 且 UT = 1,95 V (Urest = 0,05 V) 时，上例中 SWR 的更改限制仅为 1,46 至 1,54。

2. 电压 Uc 或 UT 存在频率相关性。然而，可能无法在整个工作频率范围内实现精确平衡。让我们看一个可能原因之一的示例。假设该器件使用容量为 2 pF 的分压电容器 C150，引线直径为 0,5 mm，长度为 10 mm。测得的该直径、长度为 20 mm 的导线的电感等于 L = 0,03 µH。在较高工作频率 f = 30 MHz 时，电容器电阻将为 Xc = 1 /2πfС = -j35,4 Ohm，端子 XL 的总电抗 = 22πfL = j5,7 Ohm。结果，分压器下臂的电阻将减小到值 -j35,4 + j5f7 = -j29,7 欧姆（这对应于容量为 177 pF 的电容器）。同时，在 7 MHz 及以下的频率下，引脚的影响可以忽略不计。因此得出的结论是：在分压器的下臂中，应使用具有最少引线（例如，支撑或馈通）的无感电容器，并且应并联多个电容器。 “上”电容器 C1 的端子实际上对这种情况没有影响，因为上电容器的 Xc 比下电容器的 Xc 大几十倍。您可以使用原始解决方案在整个工作频段上实现均匀平衡，这将在描述实际设计时进行讨论。

3. 寄生电抗的影响导致电压 Uc 和 UT 反相（ZH = Zo！）。几度的相移对其总和有轻微影响，但会极大地损害平衡。例如，如果相移仅为α = 3°且Uc = UT = 2 V，则不平衡余数将为Ures - Ucsinα = 2x0,052 = 0,104 V。让我们考虑一下造成这种影响的可能原因。

3.1. 次级绕组端子电抗的影响。在 KB 范围的上限处，引线长度仅为 10 mm，其电阻为 XL = j5,7 Ohm（参见前面的示例），并且次级电路 T1 中的电流相位将偏移角度 α = 相对于线路中的电流（和电压 Uc）arctg(XL/R1)。这里R1是变压器的负载电阻，通常范围是10到100欧姆。对于极值，我们得到 α = arctan(5,7/10) = 30° (!) 和 α = arctan(5,7/100) - 3°。事实上，由于漏感T1和引线电感R1的存在，次级电路中的寄生电感可能更大。请注意，虽然次级阻抗在较高频率下增加，但直接从 R1 汲取的电压 UT 保持不变（电流互感器特性见下文）。

3.2. 次级绕组 T1 的感抗在工作范围的较低频率 (~ 1,8 MHz) 下可以显着分流 R1，这将导致 UT 及其相移减小。

3.3. 电阻R2是检测器电路的一部分。由于根据该电路，它并联 C2，因此在较低频率下，分频系数可能会变得与频率和相位相关。

3.4. 在图中。 VD2或VD1上的2个检测器处于开路状态，通过其输入电阻RBX将电容分压器的下臂旁路至C2，即RBX的作用与R2相同。当（R3 + R2）超过 40 kOhm 时，RBX 的影响微不足道，这需要使用总偏差电流不超过 1 μA 的敏感指示器 PA100，并且 VD1 处的 RF 电压至少为 4 V。

测量 SWR：理论与实践

3.5. SWR 计的输入和输出连接器通常间隔 30...100 mm。在 30 MHz 频率下，连接器上的电压相位差将为 α= [(0,03...0,1)/10]360°- 1...3,5°。图 3 展示了这如何影响工作。 3a和图1a 1、b. 这些图中电路的唯一区别是电容器 CXNUMX 连接到不同的连接器（两种情况下 TXNUMX 都位于连接器之间的导体中间）。

测量 SWR：理论与实践

在第一种情况下，如果使用并联的小电容Ck来调整相位UOCT，则可以减少未补偿的剩余部分，而在第二种情况下，可以通过在R1上串接一个小电感Lk，以线环的形式来调整相位UOCT。这种方法经常用于自制和“专有”SWR 计，但不应该这样做。为了验证这一点，只需转动设备，使输入连接器变成输出即可。与此同时，转弯前有帮助的补偿将变得有害——Uoct将大幅增加。当在负载不一致的实际线路上工作时，根据线路的长度，设备可以到达线路上的某个位置，在该位置引入的校正将“提高”实际 SWR，或者相反，“使其更差”。无论如何，计数都会不正确。建议将连接器放置得尽可能靠近，并使用下面的原始电路设计。

为了说明上述原因对 SWR 仪表读数可靠性的影响有多大，如图 4 所示。图 4 显示了两个工厂制造的设备的测试结果 [2,25]。测试包括在线路末端安装一个计算得出的 SWR = 50 的不匹配负载，该线路由许多 Z® = 8 欧姆的串联电缆段组成，每个段长为 λ/XNUMX。

测量 SWR：理论与实践

测量期间，总线长度从 λ/8 变化到 5/8λ。测试了两种设备：廉价的 BRAND X（曲线 2）和最好的型号之一 - BIRD 43（曲线 3）。曲线 1 显示真实的 SWR。正如他们所说，评论是不必要的。

在图中。图5显示了测量误差对SWR计的方向性系数D（方向性）值的依赖性图[4]。 [1] 中给出了 KBV = 5/SWR 的类似图。与图一的设计相关。如图 2 所示，该系数等于连接到负载 SWR 计输出时二极管 VD1 和 VD2 上的高频电压之比 Rн = Zо D = 20lg(2Uо/Uore)。因此，电路平衡得越好（Ures 越低），D 就越高。您还可以使用 PA1 指示器的读数 - D = 20 x x log(Ipad/Iref)。然而，由于二极管的非线性，该 D 值的准确度会降低。

测量 SWR：理论与实践

图表中，横轴显示实际 SWR 值，纵轴显示测量值，其中考虑了取决于 SWR 计 D 值的误差。虚线显示了一个示例 - 实际 SWR = 2，D = 20 dB 的设备将给出 1,5 或 2,5 的读数，而 D = 40 dB 的设备将分别给出 1,9 或 2,1。

由文献数据[2, 3]可知，SWR仪根据图2所示。 20 的 D - XNUMX dB。这意味着如果没有显着的校正，它就不能用于精确的测量。

SWR 读数不正确的第二个最重要原因与检波二极管电流-电压特性的非线性有关。这导致读数依赖于所提供的功率水平，尤其是在 PA1 指示器刻度的初始部分。在品牌 SWR 仪表中，指示器上通常有两个刻度 - 用于低功率水平和高功率水平。

电流互感器T1是驻波比表的重要组成部分。其主要特性与更传统的电压互感器相同：初级绕组n1和次级绕组n2的匝数，变压比k=n2/n1，次级绕组电流I2=l1/k。不同之处在于，通过初级绕组的电流由外部电路决定（在我们的例子中是馈线中的电流），并且不取决于次级绕组R1的负载电阻，因此电流l2也不取决于电阻R1的阻值。例如，如果通过馈线 Zo = 50 Ohm 传输功率 P = 100 W，则电流 I1 = √P/Z= 1,41 A，k = 20 时，次级绕组电流将为 l2 = I1/k - 0,07 A。次级绕组端子处的电压将由 R1 值确定：2UT = l2 x R1，在 R1 = 68 欧姆时，2UT = 4,8 V。电阻器释放的功率为 P = (2UT)2/ R1 = 0,34W。让我们注意一下电流互感器的一个特点——次级绕组匝数越少，其端子上的电压就越大（在相同的R1下）。对于电流互感器来说，最困难的模式是空闲模式（R1 = ∞），当其输出端的电压急剧增加时，磁路变得饱和并升温到足以崩溃的程度。

在大多数情况下，初级绕组使用一匝。该线圈可以有不同的形状，如图 6 所示。 6，a和图。 6，b（它们是等效的），但绕组按照图XNUMX，b（它们是等效的）。 XNUMX,c 已经是两圈了。

测量 SWR：理论与实践

一个单独的问题是使用在中心线和次级绕组之间以管的形式连接到主体的屏蔽。一方面，屏蔽消除了绕组之间的电容耦合，在一定程度上改善了差分信号的平衡性；另一方面，筛网中会产生涡流，也会影响平衡。实践表明，有或没有屏幕，您可以获得大致相同的结果。如果仍使用屏蔽，则应使其长度最小，大约等于所应用磁路的宽度，并用宽的短导体连接到本体。屏幕“接地”应在与两个连接器等距的中线上进行。对于屏幕，您可以使用来自伸缩天线的直径为 4 毫米的黄铜管。

对于传输功率高达 1 kW 的 SWR 仪表，尺寸为 K12x6x4 甚至 K10x6x3 的铁氧体环磁芯都适用。实践表明，最佳匝数n2 = 20。当次级绕组的电感为40...60 μH时，可以获得最大的频率均匀性（允许值高达200 μH）。可以使用磁导率从 200 到 1000 的磁芯，建议选择标准尺寸以确保最佳绕组电感。

如果使用较大尺寸、增加匝数和/或减小电阻 R1，则可以使用磁导率较低的磁芯。如果现有磁路的磁导率未知，如果您有电感计，则可以确定。为此，您应该在未知的磁芯上缠绕十匝（将导线与磁芯内孔的每个交点视为一匝），测量线圈的电感L（μH）并将该值代入公式 μ = 2,5 LDav/S，其中 Dav 是磁芯的平均直径，单位为 cm； S - 磁芯横截面（厘米）² （例如 - 对于 K10x6x3 Dcp = 0,8 厘米，S = 0,2x0,3 = 0,06 厘米²).

如果磁路 μ 已知，则可以计算 n 匝绕组的电感： L = μn²S/250Dcp。

磁芯对于 1 kW 或更高功率水平的适用性也可以在 100 W 馈线中进行检查。为此，应临时安装一个阻值大1倍的电阻R4；相应地，电压Ut也会增加4倍，相当于通过功率增加16倍。磁路的发热可以通过触摸来检查（临时电阻R1上的功率也会增加4倍）。在实际情况下，电阻器 R1 上的功率与馈线功率的增加成比例增加。

SWR 仪表 UT1MA

下面将讨论的 UT1MA SWR 计的两种设计几乎相同，但设计不同。在第一个版本 (KMA - 01) 中，高频传感器和指示器部分是分开的。该传感器具有输入和输出同轴连接器，可以安装在馈线路径中的任何位置。它通过任意长度的三线电缆连接到指示器。在第二种变型 (KMA - 02) 中，两个单元均位于一个外壳内。

SWR表图如图7所示。图2的基本图与图XNUMX的基本图不同。图XNUMX中存在三个校正电路。

测量 SWR：理论与实践

让我们考虑这些差异。

电容分压器 C1 的上臂由两个相同的永久电容器 C1 = C1' + C1" 组成，分别连接到输入和输出连接器。如本文第一部分所述，这些连接器处的电压相位稍有不同，通过这种连接，相位 Uc 被平均并接近 UT 相位，这提高了器件的平衡性。
由于引入了线圈 L1，电容分压器上臂的电阻变得与频率相关，这使得可以在工作范围的上边缘 (21...30 MHz) 实现平衡。
通过选择电阻器 R2（即 R2C2 链的时间常数），可以补偿由电压降 UT 及其在范围下沿 (1,8...3,5 MHz) 的相移引起的不平衡。

此外，平衡是通过连接到分压器下臂的调谐电容器来实现的。这简化了安装并允许使用低功耗、小尺寸的调谐电容器。

该设计提供了测量入射波和反射波功率的可能性。为此，将 SA2 切换到指示器电路而不是可变校准电阻器 R4，引入调谐电阻器 R5，其设置测量功率的所需限制。

通过对器件的优化校正和合理设计，可以在35...45 MHz频段内获得1,8...30 dB范围内的方向性系数D。

在 SWR - 仪表中，使用了以下详细信息。

变压器 T1 的次级绕组包含 2 x 10 匝（2 线绕组），采用 0,35 PEV 线，均匀放置在磁导率约为 12 的 K6 x 4 x 400 铁氧体环上（测得的电感 ~ 90 μH）。

电阻R1 - 68欧姆MLT，最好电阻体上没有螺丝槽。通过功率小于250W时，安装耗散功率为1W的电阻就足够了，功率为500W-2W时。功率为1kW时，电阻R1可由两个阻值130欧姆、功率为2W的电阻并联组成。然而，如果 KS V-meter 设计用于高功率水平，则将次级绕组 T1 的匝数加倍（最多 2 x 20 匝）是有意义的。这将使电阻器 R4 所需的功耗减少 1 倍（在这种情况下，电容器 C2 应具有两倍的容量）。

每个电容器 C G 和 C1 的电容可在 2,4 ... 3 pF 范围内（KT、KTK、KD 对于 P ≥ 500 kW 时的工作电压为 1 V，在较低功率时为 200 ... 250 V）。电容器 C2 - 适用于任何电压（KTK 或其他无感，一个或 2 - 3 个并联），电容器 C3 - 电容变化限制为 3 ... 20 pF 的小型微调器（KPK - M、KT - 4）电容器C2所需的电容值取决于电容分压器上臂的电容总值，其中除了电容器C'+C1”之外，还包括次级绕组之间的电容C0～1pF。变压器T1和中心导体。下臂的总电容 - C2 加 C3（R1 = 68 欧姆）应约为上臂电容的 30 倍。二极管 VD1 和 VD2 - D311，电容器 C4、C5 和 C6 - 容量为 0,0033 ... 0,01 μF（KM 或其他高频），指示器 RA1 - M2003，总偏差电流为 100 μA，可变电阻器 R4 - 150 kOhm SP - 4 - 2m，微调电阻 R4 - 150 kOhm。电阻器 R3 的电阻为 10 kOhm - 它可以保护指示器免受可能的过载影响。

校正电感L1的值可以如下确定。平衡设备（不带L1）时，需要在3和14 MHz频率下标记调谐电容器C29转子的位置，然后拆焊并测量两个标记位置的电容。假设对于较高频率，电容减少了 5 pF，分压器下臂的总电容约为 130 pF，即差异为 5/130 或约 4%。因此，为了实现频率均衡，需要在 29 MHz 频率下将上臂电阻降低约 4%。例如，当 C1 + C0 = 5 pF 时，电容电阻 Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm，分别为 Xc - j44 Ohm 和 L1 = XL1 / 2πf = 0,24 μH。

在作者的设备中，L1 线圈有 8 ... 9 匝，采用 PELSHO 0,29 线。线圈内径5毫米，绕制较密，然后浸渍BF-2胶水，安装到位后指定最终匝数。最初，在14MHz的频率下进行平衡，然后将频率设置为29MHz并选择线圈L1的匝数，此时电路在微调器C3的相同位置处在两个频率下实现平衡。

在中高频实现良好平衡后，将频率设置为 1,8 MHz，临时焊接一个阻值为 2...15 kOhm 的可变电阻来代替电阻 R20，并找到 UOCT 最小的值。电阻器 R2 的电阻值取决于次级绕组 T1 的电感，其电感为 5...20 μH，其电阻值范围为 40...200 kOhm（电阻值越高，电感越高）。

在业余无线电条件下，SWR 仪表指示器中最常使用具有线性刻度的微安表，并且根据公式 SWR \u7d (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr) 进行读数，其中 I（微安）为分别在“下降”和“反射”模式下的指示器读数。这没有考虑由于二极管 CVC 初始部分的非线性而产生的误差。在 100 MHz 频率下使用各种大小的负载进行的测试表明，在功率约为 1 W 时，指示器读数平均比实际值小一格 (25 μA)，在 2,5 W 时 - 减少了 3 .. . 10 µA，4 W 时 - 100 µA。因此，一个简单的建议是：对于 10 瓦版本，将仪器箭头的初始（零）位置提前向上移动一格，并且当使用 4 W 时（例如，在调谐天线时），在刻度 e 位置上的读数“反映”。例如，入射/反射读数分别为 100/16 µA，正确的 SWR 为 (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5。对于大功率（500 W 或更高），无需进行此校正。

需要注意的是，所有类型的业余驻波比表（电流互感器、电桥、定向耦合器）都会给出反射系数r的值，然后必须计算驻波比的值。同时，r是协调程度的主要指标，SWR是导数指标。这可以通过以下事实得到证实：在电信中，一致程度的特征是不一致的衰减（相同的r，仅以分贝为单位）。昂贵的品牌设备还提供称为回波损耗的读数。

作出此评论是为了强调以下事实。在业余条件下，很难用 SWR 值制作指标刻度，但 r 可以直接在线性刻度上计数。

如果使用硅二极管作为探测器会发生什么？如果室温下的锗二极管有截止电压，此时通过二极管的电流仅为0,2...0,3 μA，约为0,045 V，那么硅二极管已经为0,3 V。因此，为了保持精度当改用硅二极管时，需要将电压电平 Uc 和 UT (!) 增加 6 倍以上。实验中，当在 P = 311 W、负载 Zn = 522 Ohm、相同的 Uc 和 UT 下用 KD100 替换二极管 D75 时，得到以下数据：替换前 - 100/19 且 SWR = 1,48，替换后 - 100/ 12并计算出SWR=1,27。使用 KD522 二极管的倍频电路会产生更糟糕的结果 - 100/11，计算出的 SWR = 1,25。

单独版本的传感器外壳可由铜、铝制成，或由厚度为 1,5...2 mm 的双面箔玻璃纤维板焊接而成。这种设计的草图如图所示。 8、a.

测量 SWR：理论与实践

外壳由两个隔间组成，彼此相对的一个隔间有射频连接器（CP - 50 或 SO - 239，法兰尺寸为 25x25 毫米），一根直径为 1,4 毫米的聚乙烯绝缘电线制成的跳线，直径为 4,8 mm（来自电缆 RK50 - 4）、电流互感器 T1、电容分压器的电容器和补偿线圈 L1，另一个 - 电阻器 R1、R2、二极管、调谐和隔直电容器以及小型低频连接器。最小长度的 T1 引脚。电容器C1'和C1”与线圈L1的连接点“悬在空中”，XZ连接器中间端子的电容器C4和C5的连接点连接到设备的本体。

分区 2、3 和 5 具有相同的尺寸。隔板 2 上没有孔，但隔板 5 上有一个孔，用于连接指示器单元的特定低频连接器。中间跳线3（图8，b）两侧三个孔周围选用箔片，孔内安装三个穿通导体（例如黄铜螺钉M2和MZ）。侧壁1和侧壁4的草图如图8所示。 XNUMX、c. 虚线显示焊接前的连接点，焊接在两侧进行，以提高强度并确保电气接触。

此处也不考虑无特征指示块的设计。

第二版 SWR 计的 HF 传感器安装在 SWR 计金属主体的可拆卸后壁（铜、铝、黄铜）上（图 9）。

测量 SWR：理论与实践

与第一种选择不同，所有部件（T1 和连接器 XW1 和 XW2 除外）都安装在印刷电路板上（图 10），并且用于电视互连的低频连接器也焊接在那里。

测量 SWR：理论与实践

电容器 C1' 和 C1" 的一端焊接到印刷电路板上的接触垫，另一端焊接到 RF 连接器。元件 C2、C3 和 L1 位于箔片一侧。限流电阻器 R3 为转移到板上（R3'和R3"如图虚线所示）。二极管VD1和VD2垂直安装。该板使用厚度为 0,5...1 mm 的铜制成的小焊接角连接到 RF 连接器之间的面板上（焊接位置如图 10 中的虚线所示）。建议用屏幕覆盖传感器。该指标的设计没有任何特殊之处。

要设置和检查 SWR 计，您需要一个 50 欧姆的标准负载电阻（相当于天线），功率为 50...100 W。图 11 显示了一种可能的业余无线电设计。 51. 使用普通TVO电阻，阻值为60欧姆，耗散功率为45瓦（矩形尺寸25 x 180 x XNUMX毫米）。

测量 SWR：理论与实践

陶瓷电阻器体内有一个长圆柱形通道，里面充满了电阻物质。电阻器应牢固地压在铝壳底部。这可以改善散热并产生分布式电容，从而提高宽带性能。使用耗散功率为 2 W 的附加电阻，输入负载电阻设置在 49,9...50,1 欧姆范围内。通过在输入端使用一个小型校正电容器 (~ 10 pF)，使用该电阻器可以获得在高达 1,05 MHz 的频段内 SWR 不低于 30 的负载。标称值为 1 欧姆的 P3-49,9 型特殊小尺寸电阻器获得了出色的负载，在使用外部散热器时可以承受很大的功率。

对不同公司的驻波比表和本文所述的设备进行了对比测试。测试内容是通过测试的 100 欧姆 SWR 计将 50 欧姆的不匹配负载（相当于工厂制造的 75 W 天线）连接到输出功率约为 100 W 的发射机，并进行两次测量。一个 - 当使用 50 厘米长的短 PK10 电缆连接时，另一个 - 通过约 50λ 长的 PK0,25 电缆连接。读数的分布越小，设备就越可靠。

在 29 MHz 的频率下，获得了以下 SWR 值：

德雷克 WH - 7......1,46/1,54
钻石 SX - 100......1,3/1,7
艾伦KW-220......1,3/1,7
罗杰 RSM-600......1,35/1,65
UT1MA......1,44/1,5

对于任何电缆长度的 50 欧姆负载，所有设备“一致”显示 SWR < 1,1。

RSM-600 读数分散程度大的原因是在研究过程中发现的。在该装置中，没有使用电容分压器作为电压传感器，而是使用具有固定变压比的降压变压器。这消除了电容分压器的“问题”，但降低了设备在测量高功率时的可靠性（RSM-600的最大功率仅为200/400 W）。他的电路中没有调谐元件，因此电流互感器的负载电阻必须是高精度的（至少50±0,5欧姆），但实际上使用了阻值为47,4欧姆的电阻。更换为 49,9 欧姆电阻后，测量结果变得更好 - 1,48 / 1,58。也许同样的原因也与 SX-100 和 KW-220 仪器的读数差异较大有关。

使用可选的 50 欧姆四分之一波电缆在无与伦比的负载下进行测量是检查 SWR 计质量的可靠方法。我们注意三点：

对于此类测试，如果您将一个电容器并联到其输入，您也可以使用 50 欧姆负载，例如，以一小段末端开放的同轴电缆的形式。通过同轴三通过渡可方便地进行连接。实验数据 - 一段 RK50 28 厘米长，频率为 29 MHz，这样的组合负载的 SWR - 1,3，长度为 79 厘米 - SWR - 2,5（仅使用50 欧姆电缆）。
线路中的实际 SWR 大约对应于两个测量值的平均值（有或没有额外的四分之一波长电缆）。
当测量真实的天线馈电设备时，由于电流流到电缆编织层的外表面上，可能会出现困难。在存在这样的电流的情况下，从下方改变馈线的长度会导致该电流的变化，从而导致馈线负载和实际驻波比的变化。将进入室内的馈线卷成15...20匝、直径15...20厘米的线圈（保护扼流圈），可以减少外部电流的影响。

文学

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Beketov V.，Kharchenko K。业余无线电天线设计和调整中的测量和测试。 - M.：通讯，1971。

作者：E.Gutkin (UT1MA)，卢甘斯克，乌克兰

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电池内部有许多活动部件。这些中的每一个都会导致性能下降。而现在，日本先进科学技术研究所的科学家们开展的工作集中在电池结构中的一个重要组成部分，即电极和电解质之间的粘合剂材料。

粘合材料在保护电池的石墨阳极（两个系统电极之一）方面起着重要作用。粘合剂材料将颗粒保持在一起并保持它们与集电器接触。目前的锂电池粘合剂由聚偏二氟乙烯（PVDF）制成。因此，日本专家找到了更好的选择。

日本制造的新产品被命名为：双亚氨基苊醌-对苯二酚。一种日本粘合材料已作为实验性半电池的一部分进行了测试，该电池具有提供与集电器连接的阳极保护。同时，也注意到了一些显着的性能改进。首先，由于粘合剂材料能够保持多次充电循环的容量。

提高了机械稳定性，对阳极和集电器有可靠的附着力。与目前使用的 PVDF 相比，新型双亚氨基-苊醌-对亚苯基粘合剂在更精细的结构条件下也表现出更好的导电性。

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