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无线电电子与电气工程百科全书 AB 类放大器的稳定性。 无线电电子电气工程百科全书
提请读者注意的文章提出了一种自动调节推挽放大器偏置电压的方法，以稳定放大信号过零和静止时放大器消耗的电流。 本文的优点包括计算和检查 UMZCH 输出级模式稳定性的方法。 AB类放大器是线性功率放大器中最常见的，因为它们可以将B类放大器的高效率与A类放大器的无失真相结合。然而，为此需要形成晶体管偏置电压，以支持推挽级联的臂处于最佳初始电流（静态电流）模式，过去和现在仍然是构建此类放大器的主要问题，即稳定其参数的问题。 这是由于晶体管特性的不稳定性、它们对温度和信号电平的依赖性以及同一晶体管参数的扩展和漂移来解释的。 第[1]条与其说涉及稳定，不如说涉及确保政权的“确定性”。 所达到的实用水平由[2]中的方案选择来表征。 从他们以及作者已知的其他出版物中可以看出，仍然没有可接受的电路解决方案来稳定此类放大器的模式； 目前还没有制定明确的偏置电压调节方法（规则、标准、算法），从而可以自动为强大的晶体管设置最佳偏置电压。 下面提出了该问题的一种解决方案。 最优准则 通过测量取决于偏置电压的特定电量，将其与参考值进行比较并自动调节，反馈方法可以最有效地稳定放大器模式。 通过调整偏置电压来稳定放大器静态电流的尝试要么只能部分解决问题 [3, 4]，要么创建具有必要稳定性但失去高质量的放大器 [5] AB 类放大器的某些参数。 放大信号过零时放大器的电流（称为初始电流）不等于放大器的静态电流； 它们更正确地归类为动态偏置放大器。 此外，对于具有稳定臂最小电流的推挽放大器[6]，过励磁是危险的。 只有各方面都稳定的AB类放大器才能称得上完美，无法竞争。 AB类放大器最佳偏置电压的标准是初始电流的稳定性，等于AB类放大器的静态电流并自动保持。 在[7]中使用了这种最优性标准，但没有明确表述，也没有分离静态电流和初始电流的概念。 然而，作者选择了一种不成功的方法来确定初始电流（用作者的术语来说是静态电流），即使用运算放大器将其计算为肩部和负载的测量电流之间的差值。 除了实现的复杂性和测量电阻器中相当大的功率损耗之外，所选择的技术的主要缺点是确定误差可能超过期望值。 [7]中的想法的发展可以被认为是一种技术解决方案[8]，其中在场效应晶体管放大器方面取得了良好的结果，但是没有完全制定和满足任何AB类放大器的强制性要求。 下面，我们详细考虑使用推挽级联臂中电流总和的最小值检测器测量初始电流的方法。 理论依据 为了确定在信号变化的背景下测量推挽级联中初始电流的可能性，我们考虑这种级联臂中的电流变化及其总和，假设负载中的信号电流变化根据最简单的正弦定律： iн = lm辛α。 我在这н - 负载电流的瞬时值； 我m - 其幅度； α = Ωt——相位角； Ω——工作频率； t——时间。 推挽级联肩部电流变化的性质如图 1 所示。 1,a，以及电流绝对值的总和 - 如图 XNUMX 所示。 XNUMXb.
推挽阶段的负载电流由肩部电流的差值或肩部电流增量的绝对值之和确定 iн = |Δi1| +lΔi2|. 在低信号电流时，放大器的两个臂都工作在 A 类线性模式下。臂电流增量的绝对值等于负载电流的一半： |Δi1| +lΔi2| = 0,5iн = 0,5升m辛α， 肩流的表达式将具有以下形式
对于 0 ≤ α ≤ α0. 在这里和下面，通过 α0 指示相位角，高于该相位角放大器从 A 类模式切换到肩部电流截止模式。 如果所有电流均相对于最大负载电流进行归一化（归一化电流以粗体表示） I早/Im = I早 и Im/Im = 1 那么 对于 0 ≤ α ≤ α0. 对于 α = α0 第二臂电流减小至零，即 i早 - 0,5sinα0 = 0。 由此我们确定α0 = 反正弦 2I开始. 在一臂电流切断模式下，负载电流由另一臂电流增量决定：
对于 α0 ≤α≤π/2。 对于 α ≥ π/2，电流变化的性质以相反的顺序重复，而对于 α > π，负载电流的符号发生变化，其形成由另一个臂执行（见图 1）。 肩流总和
具有恒定的最小值，仅由放大器的初始电流决定 (i1 + i2)分 = 2I早. 这使得可以制定一种稳定方法：为了将AB类放大器模式稳定在任何期望的初始电流，有必要且充分地稳定臂电流之和的最小值，该值等于双倍值一只臂的初始电流。 广义框图 上图。 图2显示了根据所提出的方法具有初始电流稳定的最简单的放大器电路。 它是通过修改[4]中的电路获得的，在 VT13 晶体管上添加电阻器 R8 和峰值检测器。 电阻器 R13 两端的电压脉冲在电阻器 R10 和 R11 两端的总电压最小时（即，在放大器的休息模式下且当信号通过零时）最大。 晶体管VT8的发射极电流将电容器C3充电至刚好低于电阻器R13两端的最大电压的电压。 此时，电阻R3和R10两端的总电压越低，偏置电压调节器VT11输入端的电压越大。 随着晶体管VT6和VT7的初始电流减小，偏置电压增大，并且随着它们的增大而减小。 结果，终端级晶体管的初始电流稳定在静态电流的水平。
无论具体设计如何，无论是具有并联或串联臂的变压器或无变压器放大器，都可以命名稳定其模式所必需的元件。 这些元素如图所示。 3、其中一些特别是用在放大器中，其电路如图2所示。 3. 广义电路包括放大器本身和偏置电压调节器，但负载 R„ 除外。 偏置电压调节器是晶体管VT6和电阻RXNUMX。
图 1 中放大器的两个臂中的电流传感器 2 和 2。 10为电阻R11、R3； 求和装置是通过串联这些电阻来实现的：从它们中去除与电流总和成比例的电压。 使用晶体管 VT13，最小总电压被反转为电阻器 R8 两端的最大电压。 该电压的检测由晶体管VT12和RC电路R3CXNUMX进行。 将所有这些元件组合到一个特殊的稳定模块中是有利的，因为正是它们一起稳定了任何给定的初始放大器电流并确保该电流等于静态电流。 这些元件不参与信号放大。 下面描述了一个更复杂的稳定模块，该模块专为对称放大器电路而设计，电流传感器位于电源电路中。 初始电流的选择 提供稳定初始电流的可能性，有必要证明其最佳值和允许变化范围的选择的合理性。 选择最佳电流 I早 考虑 AB 类放大器的主要参数对初始电流的依赖性，初始电流在最大限制内变化，即从零（B 类）到 0,5Im （A 类）和信号电流的幅度。 这些参数对放大器初始电流的依赖关系的计算图如图 4 所示。 XNUMXa.
效率曲线表征了放大器的最大效率对所选初始电流值的依赖性。 随着其增加，最大效率从 B 类放大器的特性值 0,785 降低到 A 类放大器的特性值 0,5。 曲线 P暖/P最大输出 它表征了放大器所选初始电流在输出晶体管中消耗的最大热功率。 在初始电流 I早 ≥0,13Im，最大热功率由放大器静止时的电流精确确定（曲线的上升直线部分）。 在初始电流较低的情况下，最大热功率主要由放大晶体管上释放的交流信号电流的功率决定。 对于 B 类放大器（在 I早 =0) 最大热功率达到0,405R最大输出. 曲线 t分/T 描述了取决于初始电流的肩电流总和最小值的相对持续时间（以周期的分数为单位）： t分/T = α0/(π/2) = 2α0/C = (2arcsin (2I早))/π。 这种依赖性表征了最小值检测器所需的速度（读出时间）。 初始电流越大，电流和最小值的持续时间越长，对峰值检测器的要求相应越低。 在 A 类中，根本不需要峰值检测器。 随着初始电流的减小，对峰值检测器的要求自然会增加。 上图。 图4b示出了在不同的初始放大器电流下放大晶体管上释放的热功率对信号电流的依赖性。 这些曲线清楚地显示了初始电流的最佳值区域。 可以认为是0到0,1I的电流m。 在该范围的最大电流下，保证不出现阶跃型失真，并且晶体管在静态模式下释放的热功率不会超过在强信号模式下分配给它们的功率。 在整个可能的信号电流范围内，它在值0,4P附近波动最大输出 最大仅超出B类放大器最大热功率10%，比A类放大器最大热功率低4,5倍。 具有该初始电流的放大器的最大效率为77%，仅比B类放大器低2%。初始电流的进一步增加虽然可以接受，但不会提供任何能量增益，并且几乎不会减少失真。 从减少静止模式中的热功率损失的角度来看，减少初始电流是期望的。 这是否合适取决于开发者。 初始电流的直接稳定消除了使用完全关闭放大器的偏置电压工作的危险，从而消除了破坏公共负反馈 (CNF) 电路的风险。 非线性失真可通过反馈来减少，并可在设置放大器时进行控制。 在这种情况下，放大器的初始电流可以设置为明显小于0,1Im. 将输出级从 A 类模式转变为 AB 类模式的放大信号动态范围的上部部分与关系式 I 相关m/(2I早) 初始电流为 0,1Im 为 14 dB，初始电流为 0,05Im - 20 分贝。 如果我们用示波器查看放大的信号，我们会看到比音频信号的均方根电平高 14 ... 20 dB 的峰值。 这意味着，如果使用放大器的最大输出功率来精确地再现这些峰值而不失真，则放大器大部分时间都工作在相对较低的信号电平（即 A 类模式）下。这证明了静态电流和，相应地，该模式下的功耗。 推荐间隔的初始电流最大值在图 4 中突出显示。 XNUMX、但已孵化。 实验放大器 上图。 图5是高品质中功率放大器的示意图，可装载S-30扬声器系统。
在考虑电路时，结论1和3，以及稳定模块的4和6，可以认为是成对闭合的。 引脚 2 和 5 是反相输出，用于控制偏置电压调节器。 放大器本身的特点是在输出级使用强大的场效应晶体管以及放大信号的两种极性的结构对称性。 场效应晶体管的偏置电压由晶体管VT17和VT18的电流在电阻R1和R2上形成，其自动调节是通过晶体管VT3和VT4同步调节放大器初级的电流来实现的。 电阻器R9和R20用于增加晶体管、元件C10、R21、R22和L1的动态稳定性——以校正具有复杂负载性质的系统的频率响应。 稳定模块 对称放大器电路的稳定模块具有与负载隔离的肩部电流表，并使用公共电源作为参考电压源； 此外，该模块还有两个反相输出。 其方案如图所示。 6.
输出级臂中最小电流的测量传感器是并联的电阻器 R1 和 R3，如图 2 中的电路所示。 1、硅二极管VD2和VD3旁路高负载电流。 为了求和，使用了这些电流的简化副本，由晶体管 VT4 和 VT4 以及电流设置电阻器 R5 和 R1 形成。 晶体管VT2和VT3用于补偿晶体管VT4和VT4的基极-发射极电压。 因此，可以认为电阻器 R5 和 R1 两端的电压等于电阻器 R3 和 R1 两端的电压，并且从仪表到复制级的电流传输系数等于电阻器 R4 的电阻之比。至R3，R5至RXNUMX。 求和装置是在电阻器 R7 上实现的。 输出级下臂电流的缩放副本直接通过VT4集电极提供给它，与相同缩放比例对应的上臂电流的副本通过晶体管VT3上的电流镜由晶体管VT5馈送、VT6配电阻R6和R8。 晶体管VT4和VT6的电流通过电阻器R8加到晶体管VT7的电流上。 同时，电流VT4和VT6的最小和变成最大电流VT8，即放大信号过零且放大器处于休眠状态时电阻R12两端的最大电压。 在静止状态下，该电压是恒定且最大的。 随着信号幅度的增加，它首先变得小而稀少，然后是深而长的下降，形成混沌曲线的形式，顶点与最大电压值相关。 最深的下降对应于最大的信号幅度，最长的下降对应于最低的放大频率； 平顶对应于放大器在 A 类模式下的操作，顶部的中心对应于放大信号通过零的时刻。 晶体管 VT7 上的峰值检测器快速将电容器 C1 充电至略低的电压（ΔU裴 ≈ 0,6 V) 电阻器 R12 上的最大电压。 时间常数τ扎尔 ≈ C1 R12/h21Э7，其中 h21Э7 - 晶体管VT7基极的电流传输系数。 放电速度较慢。 其时间常数τ时间 ≈ C1 R11。 比率τ扎尔/τ时间 = R12/(R11 h21Э7）应不超过臂电流最小总和的相对持续时间，因为充电（读取有关最小电流总和的信息）应尽可能快，而放电（存储此信息直到下一次读取）应尽可能长：τ扎尔/τ时间 ≤ t分/T。 峰值检测器最重的操作模式是较低放大频率 F 处的最大信号模式н 当电阻器 R12 两端的电压下降的深度和持续时间都达到最大时。 根据该模式下电容C1上纹波的允许幅度δп，以百分比表示，在已知放电电阻（图11电路中的R6）的情况下，还可以计算出该电容器的最小电容
当放大器处于静止状态时，该电容器两端的电压是恒定的。 在放大模式下，当放大器退出 A 类模式时，该电压会在输入电压骤降处获得浅锯齿脉冲（以单位或百分比来测量），并缓慢衰减并快速返回到类中的最大值A 模式：平均而言，该电压与初始放大器电流保持成比例，并用作偏置调节器的控制电压。 控制电压纹波不可避免地会在较低信号频率下引入小失真。 但探测器存储电容的电容越大，这些畸变越小； 它们仅在使放大器脱离 A 类的强信号中引入，并且在像我们这样的对称电路中，它们由放大器臂相互补偿。 在实验放大器中，无论如何都感觉不到这些失真。 C7R2电路包含在VT9晶体管的集电极电路中，与发射极电路-C1R11完全相同。 这允许您获得稳定模块的第二个反相输出。 电阻R10用于限制瞬态期间晶体管VT7的浪涌电流。 通过选择相等的电阻器 R1 和 R3，以及选择电阻器 R7 或 R12，可以设置放大器的初始电流。 该电流的稳定模式不需要任何后续调整。 稳定元素的计算示例 所选扬声器系统的设计输出功率高达 30 瓦。 其标称电阻为 4 欧姆，放大器的输出功率为 15 W，电流幅度将为 2,74 A。初始电流（等于输出晶体管的静态电流）的最大推荐值为 I初始最大值 = 0,1Im = 0,274A。 选择我早 = 0,1 A。 标准化值 I早 我是早/Im = 0,1/2,74 = 0,0365 由于计算受到带有反馈的闭环系统的影响，其中所有元素都相互依赖，因此让我们在放大器本身和稳定模块的连接点上将其分解。 让我们设置用于控制方便操作的偏置调节器的额定电压，此时应将其设置为线性模式并选择初始电流（静态电流）U前任 = 10 V。这使得可以独立地计算两个电路的元件。 在所选场效应晶体管的放大器本身（见图 5）中，测量的阈值电压为 3,5 ... 3,8 V。通过图中所示的电阻器 R17 和 R18，该电压是在晶体管电流下实现的VT1 和 VT2 的范围为 7,45 .8,01...5 mA。 晶体管VT6和VT3的电流应大致相同。 晶体管VT4和VT1的电流等于VT3和VT2或VT4和VT15的电流之和； 我们假设它们等于 5 mA。 在这种情况下，电阻器的阻值 R6 = RXNUMX = (U前任 - ΔU裴）/我VT3 = (10 - 0,6)/15 10-3 ≈ 620 欧姆。 晶体管VT7和VT8的阈值电压与晶体管VT1和VT2对应的电流的不等是由OOS的作用通过电阻R13自动实现的，从而保证了晶体管VT7和VT8的漏极电流的相等。 我们继续计算稳定模块的元件（见图 6）。 我们选择电阻R1和R3的阻值，使得它们的工作电压，由于两倍的初始电流，明显小于强大的硅二极管VD0,6和VD1的开启电压（2V）：R1 = R3 < U打开/(2I早) 0,6 / (2 0,1) 3 欧姆。 选择 R1 = R3 = 2 欧姆。 放大器其余部分的这些电阻器两端的工作电压，在设置时进行控制（更准确地说，检查时无需设置任何内容），将为 UR1 =UR3 我是早R1 = 0,2V。 选择R4 = R5 = 100欧姆的值时，晶体管VT3和VT4的电流将是放大器臂电流的50倍。 在静音模式下，当信号过零时，它们将等于 2 mA。 这些电流的最大值等于 7 mA，由二极管 VD0,7 和 VD1 上的最大电压 (2 V) 决定。 我们根据其中之一的最大电流来选择电阻器R7的阻值 当足够强的信号通过级联时，晶体管 VT3 或 VT4 三极管 VT8 上可以闭合：R7 = E皮特/(2 我макс) 60 / (2 7) 4,3 kOhm。 如果晶体管VT3和VT4的最大电流略大于或小于7mA，则不会有危险。 它们不携带有关放大器初始电流的信息，VT8 晶体管要么闭合，要么电流最小。 在静音模式下或当信号电压过零时，VT8晶体管开路，集电极导通。 当前最大值： I最大VT8 = (0,5 E皮特 - ΔU裴)/R7-2I早/ 50 \u0,5d (60 0,6 - 4,3) / 2 - (100 50) / 3 \uXNUMXd XNUMX mA。 利用该电流，形成偏置电压调节器的标称控制电压。 电阻R12的阻值是根据静音模式或放大信号过零瞬间脉动时其上的恒定电压为ΔU来确定的。裴 大于控制电压： R12 = (U前任 + ΔU裴）/我最大VT8 Ω (10 + 0,6) / 3 Ω 3,6 kOhm 根据上一节给出的公式数值计算电容器C1的最小电容，在F处н = 20赫兹和δп = 3% 给出 82 uF。 所应用的电容器 C1 和 C2 具有较低的电容，但放大器本身的电容器 C4 和 C5 将其加倍（图 5）。 检查峰值检测器的性能： τ扎尔/τ时间 = R12/(R11 h21Э7) = 3600/(10000 100) = 0,0036； t分/T \u2d (2 arcsin (0,0365 0,0465)) / π \uXNUMXd XNUMX。 比率τ扎尔/τ时间 ≤ t分/T 保留。 让我们根据所选择和给定的电路元件参数导出一个公式来检查初始电流的计算。 大功率晶体管的静态电流（也称为初始电流）由其偏置电压决定，场效应晶体管特性的上升部分具有高或非常高的陡度，与这些晶体管的阈值电压相差不大，因此我们假设对于任何初始电流，偏置电压约等于阈值。 假定晶体管 VT3 和 VT4（图 5 中）的电流被差分级的晶体管分成两半，我们有
第二个等式等同于第一个，因为 R5 = R6 且 R17 = R18。 根据图中的示意图。 6会写
将这些表达式一起求解，我们得到放大器作为一个整体
这里，引入了附加索引来指定这个或那个电阻器所属的节点：ms - 稳定模块，ms - 放大器本身。 代入U处放大器数据公式的数值计算然后 = 3,5 V 给出 I 的值早 = 102,5 mA，误差可接受。 但使用该公式来评估放大器元件的某些参数（首先是场效应晶体管的阈值电压）对漂移放大器初始电流的影响特别有价值。 对于许多放大器来说，U 的变化是完全不可接受的然后 晶体管±20%将导致其故障或严重的信号失真。 在我们的例子中，它仅将初始放大器电流改变了±12,5%，这是完全可以接受的，并且很可能甚至不会被听众注意到。 结构和细节 该放大器是在“无线电工程U-101-立体声”设计的基础上制作的。 放大器的两块印刷电路板，对应于图7。 50、代替ULF-8-7模块的印刷电路板，它们安装在基础放大器的散热器上。 终端晶体管VT8和VT50固定在绝缘散热器上，无需额外绝缘。 功放氧化电容——K35-7，C10——无极性Jamicon NK，其余——K17-19。 电阻器R20和R5 - C16-2MV，其余 - C33-1H。 ULF-50-8 模块的 L16 无框扼流圈包含 11,3 匝 PEV-5 线，缠绕成两层，内径为 XNUMX mm。
稳定模块板，其图纸如图8所示。 1、垂直于功放板安装； 他们的结论是 6-50。 电容器 - K35-2，电阻器 - S33-XNUMXN。
结论 稳定模块的表面复杂性首先是由所提出的稳定方法的有效性、该模块的计算简便性和低功耗以及几乎不需要构建放大器来证明的。 实验放大器多年来的完美运行也证实了这一点。 这种强大级联状态的稳定既可以应用于高级放大器并提高可靠性，也可以应用于大多数晶体管放大器、控制、测量和自动化设备。 文学
作者：V. Efremov
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