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无线电电子与电气工程百科全书 用于调节石英滤波器频率响应的两通道窄带 VCO。 无线电电子电气工程百科全书
当使用石英滤波器或单独的石英滤波器检查和建立 IF 路径时，大多数无线电业余爱好者都面临着从哪里获取测试信号的问题。 使用接收器混频器间接测量参数并不总是可能的。 并非所有可用且相对便宜的精密多功能测量振荡器都覆盖 30 ... 90 MHz 的频率范围，否则传统 HF 发生器（具有 GKCh 功能）的稳定性将不允许您精确测量和调整石英滤波器的特性。 而且大多数情况下根本没有这样的设备可用，并且仅为这些工作购买昂贵的发电机是不合理的。 本文介绍了一种双通道压控振荡器（VCO），其调谐范围较小（几十千赫兹），中心频率为2...90 MHz，输出电阻为50 Ohms，输出信号具有峰值峰值范围为 100...300 mV。 该设备被设计为作为频率响应计的一部分而不是频率响应计工作，并且还可以与另一个锯齿信号发生器一起工作。 为了获得 VCO 的稳定运行，使用频率为 2 ... 12 MHz 和进一步倍频的廉价且实惠的陶瓷谐振器作为频率设置元件。 当然，现代元件库允许在 DDS 发生器或带有 PLL 的发生器（带有微控制器和适当的软件）上解决相同的问题，但这种设备的复杂性将超过被测设备的复杂性。 因此，我们的目标是使用可用的元件创建一个简单的发电机，而不是制造电感器，并使用简单的测量仪器来调整设备。 该设备分为独立的功能单元，可以根据所有者的需要安装或不安装。 例如，如果您有一个多功能DDS发生器，那么您不能组装发生器并仅使用倍频器和主滤波器来达到最终频率。 为了避免工作不稳定，我建议高频部分只使用74ACxx系列的CMOS微电路。 尺寸为 1x100 mm 的设备板（图 160）设计为单面（顶面，所有元件都放置在上面，跳线除外）或双面，如果您计划在高于 25 MHz 的频率下使用该设备。 电路图和电路板上的元件编号从分配给它们所在节点的编号开始。 在图中。 图 2 显示了单面版板上元件的安装。 在这种情况下，DIP封装中微电路的引脚是从印刷导体一侧焊接的，这需要特别小心。
陶瓷谐振器具有良好的短期频率稳定性，这使得可以使用其信号来设置石英滤波器并可靠地测量其陡峭斜率。 这种谐振器的谐振间隔比石英谐振器大一个数量级。 它们的频率可以提高标称值的 +0,3...-2%，不会出现任何问题。 表中图1显示了2015年在俄罗斯购买的压电陶瓷谐振器的主要参数及其基于74AC86微电路逻辑元件构建发生器的频率调谐范围。 表1
1) P - ZTA 系列谐振器，PC - ZTT 系列谐振器（带内置电容器），D - 鉴频器（用于 FM 检波器）。 2) 带两个 280pF 电容。 3) 带两个 20pF 电容。 较高频率（超过 13 MHz）的陶瓷谐振器显然是使用不同的技术制造的，并且它们的频率调谐范围非常小。 ZTT系列谐振器内置电容器，因此频率调谐更加困难，并且并不总是能够获得标称频率。 表中图 2 显示了各种无线电接收设备 (RPU) 和收发器中最常见的 IF 频率值，以及使用陶瓷谐振器生成这些频率的选项。 对所需乘法或除法系数的分析将揭示需要使用二乘法来扩展可能选项的数量并确保信号质量。 表2
为了理解所提出的倍频器的操作，我将简要介绍 74AC 系列 CMOS 逻辑元件的输出信号频谱的重要参数。 这些高速元件在 2...6 V 的电源电压下工作，在没有容性负载的情况下，输出脉冲的最小上升时间为 1 ns，这使得可以获得高达频率的重要频谱分量。 250兆赫。 同时，元件的输出电阻约为25欧姆，这使得更容易从高次谐波分量中获取大量能量。 该系列逻辑元件的传输特性是对称的，输出级对于漏电流和灌电流具有相同的负载能力和开关速度。 因此，频率高达 74 MHz 的 30ACxx 系列逻辑元件和触发器的输出信号可以被认为是理想的，并且与脉冲信号频谱相关的所有数学定律都可以在实践中高精度地应用。 具有相同脉冲持续时间 t 的矩形信号и 并暂停 tп 所谓曲折（占空比Q=T/tи §2，其中T是脉冲重复周期T §tи+tп, 但有时使用术语“填充因子”，即占空比的倒数 K = 1/Q)，除了一次谐波 (F1 = 1/T - 基频），还有奇次谐波 (2n+ 1)F1，其中n = 1, 2, 3....在实际应用中，在不使用特殊措施的情况下，偶次谐波的抑制可以达到40 dB，而要获得高达60 dB的抑制，则需要保证长期稳定性使用 OOS 并进行额外的仔细调整来确定元素的参数。 经验表明，频率高达 74 MHz 的二分频器（74ACxx 系列的 D 触发器和 JK 触发器，以及分频器 4040AC4）可提供高达 60 dB 的抑制。 在输出频率为 30 MHz 时，它会降低至 30 dB，而在频率高于 100 MHz 时，对偶次谐波没有明显的抑制。 因此，由于频谱的相对纯度，方波在倍频器中特别重要，这简化了后续滤波器。 为此，所提出的装置提供了用于调整信号对称性的元件。 74ACxx 系列元件近乎理想的输出特性允许在不使用频谱分析仪的情况下，使用调整元件通过测量输出端的平均直流电压来获得所需的信号形状。 在高达 40 MHz 的频率下，可以毫无问题地抑制高达 50 ... 20 dB 的偶次谐波。 输出信号占空比（dutycycle）的测量可以使用数字万用表在直流电压测量模式（R凛 ≥ 10 MΩ），不改变测量限值（图3）。 首先，校准万用表，为此，通过电阻为 33 ... 100 kOhm 的电阻器将其连接到电源线（直接连接到微电路的相应端子）。 由于万用表的输入电阻为10MΩ，其读数（Uк）将比电源电压低 0,3...1%。 该电阻器与电线和万用表输入的所有电容一起形成高频信号的低通滤波器。 若逻辑元件输出端有Q=2的脉冲信号，万用表将显示UØ = 0,5Uк。 在图中。 图4显示了没有特殊平衡措施的74AC86微电路发生器输出端的信号频谱，二次谐波相对于一次谐波的抑制约为36dB。 这对于使用倍频器来说不太好。
如果打破输出信号的对称性，就可以实现对其他频谱分量的抑制。 例如，当 Q = 3（图 5）时，输出信号中三倍数的谐波被抑制（图 6）。 这种模式的建立也是利用万用表进行的，只需获取平均电压U即可Ø = 0,333Uк （或0,666Uк）。 如果您需要乘以二或四，则此选项特别有趣。 对于高次谐波，滤波器的成本已经使该选项的实际应用变得困难。
因此，方波非常适合获得信号的奇次谐波（最多七次）。 较高的信号已经被极大地衰减，它们的提取需要复杂的滤波器和放大器。 二次和四次谐波最好通过输出信号 Q = 3 的占空比获得。如果频谱中需要所有近谐波，则需要设置 Q = 2,41 (K = 41,5%)。 这里有一个重要的说明。 有时，来自本地振荡器或微控制器自身 PLL 系统的干扰会“徘徊”到接收器中。 通过巧妙地选择时钟信号的占空比，可以抑制一些干扰谐波。 但一般来说，如果默认情况下时钟信号的占空比设置为 Q = 2，则可以减少时钟信号谐波的整体背景。 所提出的器件主要使用以线性模式运行的 CMOS 逻辑元件。 为此，使用逆变器模式（如果元件是双输入，则第二个输入连接到公共电线或电源线）并引入直流反馈（图7）以将工作点保持在中间传输特性。 电阻器 R3 提供 OOS，在电阻器 R1 和 R2 的帮助下，您可以移动传输特性上的工作点位置。 该电路还允许您平衡 74xCTxx 系列的逻辑元件，该系列的开关阈值约为 1,2 V（电源电压为 3,3 V）。 正确设置的标准是将输出电压设置为电源的50%。 电阻R2的阻值选择尽可能大，这样对输入信号电路的影响较小。
传输特性的斜率对应于 30...40 dB 的电压增益。 因此，电压为几十毫伏的输入信号已经导致输出从零到最大值的变化。 为了减少从一种状态切换到另一种状态时的噪声，必须在输入处提供一定的信号转换速率（对于 74ACxx 系列 - 大约 125 mV/ns）。 在这种情况下，存在一个下限频率，在该下限频率下，在通过特性的有效部分期间不会出现干扰噪声或自激。 如果在逻辑门输入处启用并联 LC 电路，则可以提供较低频率的输入信号，而不会产生噪声。 当电源电压为 3,3 V、频率为 3 MHz 时，最小电压摆幅为 0,5...1 V。要在较低频率下工作，必须使用 74HCxx、MM74Cxx、40xx 系列的逻辑元件。 基于“异或”元件（芯片 74AC86），如果信号直接应用于一个输入，然后通过基于 RC 电路的延迟线应用于另一输入，则可以轻松将倍频器制作为 8 倍（图 1）。 如果 RC 电路的时间常数 (τ) 明显小于脉冲重复周期 T，则每次输入电压下降时，我们都会在输出端得到短脉冲，即脉冲数量（及其频率）加倍。 随着电容器 C0,2 上的延迟（RC 电路的时间常数）增加，信号变为三角信号，其幅度减小，因此开关精度降低，信号质量恶化 - 前端因噪声而“浮动”。 这种乘法器在 τ < 1T 时稳定运行。 t2 = t2 对他来说非常重要。 在这种情况下，输入信号是方波（Q = 40），然后在乘法器的输出处，具有输入频率的信号将被抑制（高达 XNUMX dB）。
当 Q = 3 时，输出信号频谱将更加清晰（图 9）。 在这种情况下，乘法器将在输出端“产生”频率为 2F 的谐波1, 4F1, 8F1, 10F1, 14F1, 16F1 ETC。）。 只有 2F 处的谐波才具有实际重要性。1 和 4F1，以及频率为 F 的谐波抑制1, 3F1, 5F1 和 6F1 帮忙。 通过此设置，输出应为 UØ = 0,333Uк.
如果 VCO 的任务是生成用于设置晶体滤波器的信号，那么可能会出现问题：将逻辑元件输出的脉冲信号直接提供给晶体滤波器（通过电阻匹配衰减器）是否还不够？ ？ 毕竟滤波器本身会抑制其他谐波。 在某些情况下这是可能的，但最大且最不可预测的“害虫”是高功率基波。 它可以轻松绕过过滤器并在宽带检测器中产生高水平的背景信号。 其余谐波的总能量也很大，后果是一样的。 另外，很多高频晶体滤波器工作在谐波（主要是三次）下，同时在基频附近存在寄生传输通道，测试信号可以通过这些通道穿透并在屏幕上造成频率响应失真，这实际上不在这里。 因此，我建议不要放弃倍频器输出端的滤波器——这是最终决定 RPU 工作质量的最重要元素之一。 例如如图所示。 图 10 显示了信号通过双电路 LC 滤波器后的频谱（见图 4）。 第七次谐波保留在输出端 (55846 kHz)，第五次谐波被抑制 30 dB，主要谐波被抑制超过 42 dB，因此它们对高质量测量的干扰很小。
测量发生器的框图如图11所示。 1.电路提供了两个相同设计的发生器（G2、G1），以扩展设备的功能。 之后，在倍频器U2或倍频器U1中进行中频倍增。 乘法因子是一、二、三或四。 另外，在乘除器U1中，信号的频率可以在相乘之前除以二或四。 在元件 DD3 输出端和低通滤波器 Z100（截止频率 - XNUMX kHz）之后的混频器中，会生成频率为 F = | n 的信号1F锣1 -n2F锣2|。 混频器也适用于谐波。
调制器包含元件 DD2、DD3、Z1 和 Z2，它们形成最后乘法级所需的信号占空比。 当占空比 Q = 2 时，不需要元件 Z1 和 Z2。 DD4和DD5用作缓冲放大器，此外，它们还可以进行脉冲调制。 发生器 G3 产生短脉冲来模拟脉冲噪声，它由高电平的 SPON 信号激活。 如果其频率降低 100 ... 1000 倍（通过增加相应电容器的电容），则可以调整 RPU 中 AGC 或噪声抑制器的动态。 在滤波器 Z4 和 Z5 的帮助下，选择所需的谐波，放大器 A2 和 A3 为信号提供所需的电平。 使用跳线 S3 和 S1 可在 GEN-2 输出处生成组合信号。 电源单元 (PSU) 为设备组件提供 3,3 V 电压，还有 +3,9 V 电压输出，为被测低功耗设备（TECSUN、DEGEN 无线电等）供电。 USB 的 +5 V 电压可以提供给手机的电源输入端口或充电器，以及输出电压为 5...15 V 的不稳定主电源。设备消耗的电流取决于电源的频率发电机，装备齐全时电流不超过 70 mA。 主振荡器 输出频率为 55845 kHz 和 34785 kHz 的 VCO 电路如图 12 所示。 100. 与基于逻辑元件的简单众所周知的石英振荡器“计算机”电路相比，这里使用变容二极管组件VD101、VD200（VD201、VDXNUMX）进行频率调谐。 在每个射频信号组件中，变容二极管都是串联的。 这使您可以降低每个信号上的信号电压并提供相对较小的控制电压。
变容二极管的选择取决于谐振器的工作模式。 如果主振荡器（MG）需要工作在某个频率（Fзг），该频率高于或接近谐振器的标称频率，最大电容高达 40 pF 的变容二极管（KV111、BB304）是合适的。 如果您计划将频率重建为低于标称值几十千赫兹，则该板提供了安装相同类型的附加组件的位置。 如果频率已经比标称频率低 100 kHz，则需要变容二极管，其中在 2 V 电压下，电容约为 150 pF (BB212)。 使用调谐电容器 C102、C107（C202、C207），您可以根据“SCAN-1”（“SCAN-2”）输入处的控制信号来移动频率扫描范围。 可以向频率控制输入“SCAN-1”（“SCAN-2”）提供 0...15 V 的控制电压。在这种情况下，变容二极管上的电压将在 1,65 至 9,15 V 之间变化，并且VCO的调制特性是令人满意的线性度。 要激活（打开）发电机，必须安装跳线 S100“EN1”（S200“EN2”）。 微调电阻R106（R206）用于平衡输出信号——获得曲折。 在元件 DD100.3 (DD200.3) 上，您可以组装一个缓冲级或两个倍频器。 第一种情况，不加电阻R111（R211）即可。 其次，需要选择电容器 C109 (C209)，才能在特定频率下获得最佳质量的信号。 图中所示的该电容器的值适用于 3 至 6 MHz 的倍增，并且可以针对 2 至 16 MHz 的其他输出频率按比例更改。 微调电容器 C108 (C208) 设置输出信号频谱的最大纯度（最佳占空比 Q = 3）。 在第一个 ZG 中，分频器组装在触发器 DD101.1 和 DD101.2 上，并使用输出 (XT100.1) 处的开关 S100.4 - S100，您可以设置频率为 0,25F 的信号зг, 0,5Fзг，女зг, 和 2Fзг。 如果不需要切换频率，则需要安装所需的跳线来代替开关，并且不安装DD101微电路。 通过RC电路R111、C108、C109（R211、C208、C209）实现宽带二倍乘法的方式。 为了隔离所需频率的信号，使用了 LC 电路，该电路由元件 L100、L101、C113 和 C114（L200、L201、C213 和 C214）组成。 为了隔离二次谐波，线圈 L101 和 L100（L201 和 L200）的电感比应为 3:1，隔离第四次谐波时为 6:1，对于三次谐波 (Q = 2) 约为 4:1。 3. 对于频率 5...10 MHz，总电感应为 6...20 μH，对于频率 2 MHz - 大约 114 μH。 使用调谐电容器 C214 (C117) 将电路调谐至谐振。 由于测量设备的影响，通过直接监测电路本身的信号幅度来确定谐振是不可取的。 如果使用电阻器 R214 (R100.4) 稍微“干扰”元件 DD200.4 (DD2) 输出处的曲折，那么在谐振时（这是正弦信号的最大幅值），则最好这样做输出信号的占空比接近 Q = 2，则该电阻器在 XT101 (XT201) 的输出端设置精确的值 Q = XNUMX。 当工作在基频时，该LC电路的元件和平衡元件不安装，元件DD100.3(DD200.3)的输出直接连接到元件DD100.4(DD200.4)的输入。 106). 电阻器 R206 和 R2 在 XT101 (XT201) 的输出端设置 Q = XNUMX。 调制器 调制器元件 DD301.1 和 DD301.3 根据所需的倍频系数进行配置，这需要在前级中精确设置 Q = 2。 当乘以奇数次时，无需安装RC延迟电路，并且向两个输入提供相同的信号（不安装R307、R309、C302-C305）。 要使用这些电路乘以 3 或 11，请在 DD301.1 元件的引脚 3 和 DD301.3 元件的引脚 XNUMX 处设置 Q = XNUMX。 在元件DD301.2(DD301.4)中，进行脉冲调制。 信号从其输出通过电阻器 R400 (R500) 到达主滤波器。 因此，两个隔直电容器直接与该元件一起安装在板上。 如果没有它们，将会通过电力线对其他节点产生明显的影响。 该板包含连接到公共电线或电源线的电阻器 R308、R310 和 R311，如果从外部源向这些输入提供信号，则可以使用这些电阻器。 DD300 芯片上装有脉冲发生器，可生成占空比高达 Q ≈ 1000 的信号。调制信号的频率范围为 0,1...1 kHz，由电阻 R301 设置。 脉冲持续时间 (8 ... 80 µs) 由电阻器 R302 设置。 这些参数对于设置脉冲噪声抑制系统（噪声抑制器）是最佳的。 通过设置“SPON”跳线，激活射频信号的脉冲调制。 为了方便使用示波器，生成幅度为1V的“SYNC”信号。 要检查RPU中AGC或静噪的响应，需要更改调制时序参数。 为此，选择电容器 C300 和 C301，它们的电容可以变化很大，允许使用氧化物电容器，并考虑到它们的极性（负 - 公共线）。 主过滤器 最强大的频谱分量位于 MO 的基频处，由于其功率相对较高，必须首先将其消除。 因此，元件L400-L403和C402-C407（L500-L503和C502-C507）上的主双电路滤波器“开始”于电感器L400（L500）。 与带有电容器的选项相比，在元件数量相同的情况下，您可以获得 10...16 dB 的一次谐波抑制增益。 电容器 C404 (C504) 的选择在电路之间建立了不再重要的连接。 其电容大约应为环路电容器 C 电容的 20 ... 30 倍к = C402 + C403 (C502 + C503)。 这确保了对干扰谐波的最佳抑制。 元件额定值是针对约 35 (56) MHz 的滤波器调谐频率指定的。 这些滤波器的频率响应如图 13 所示。 14和图XNUMX 分别为 XNUMX 个。 您可以改变滤波器的调谐频率，例如，通过按比例增加线圈的电感和滤波电容器的电容来降低滤波器的调谐频率。
对于 4 ... 90 MHz 的频率范围，可以使用 EC-24 系列扼流圈。 选择电容器 C407 (C507) 以获得晶体管基极的电压摆幅 - 30...60 mV。 对于 10,7 MHz 中心频率选项，您甚至可以不使用电感器。 VHF 接收机的 IF 路径安装了一个带宽为 180 ... 350 kHz 的压电滤波器，而不是主 LC 滤波器。 其在第二通道的连接图如图15所示。 500. 电阻器 R820 的标称电阻（3566 欧姆）针对频率为 2 kHz 的信号情况。 如果频率为 3...620 MHz，则电阻必须减小至 2 欧姆。 电阻器 R4-R330 为 ZQ1 滤波器提供 10700 欧姆的负载电阻，这对于确保 50 ± 4 kHz 频率范围内最小的频率响应不均匀性非常重要。 电阻器 RXNUMX 提高了放大器在高频下的稳定性。
晶体管 VT400 (VT500) 上的放大器（见图 12）在 50 欧姆负载下提供摆幅高达 300 mV 的信号。 同时为了保证线性模式，晶体管的集电极电流应为10mA左右，它通过选择电阻R401(R501)来设置。 增益约为 14 dB（5 倍）。 要使用万用表调整滤波器，请在放大器输出处安装 VD400 (VD500) 二极管检测器。 1N4148 二极管在高达 45 MHz 的频率下仍能令人满意地工作。 对于更高的频率，最好使用低功耗高频锗二极管或肖特基二极管（BAT 或 BAS 系列）。 将滤波器调整至检测器输出处的最大信号。 加法器电路（L504、C512-C515、R507-R509）不指示元件的值，因为布局高度依赖于具体任务。 这为求和信号提供了广泛的可能性。 加法器无法取代用于测量互调失真和 IP3 的高质量双频发生器，因为两个信号已经通过 DD301 芯片的公共电源引脚在调制器中“交叉”。 然而，这种失真可测量到高达 30 dB，在大多数情况下，这足以调整 RF 节点以将失真降至最低。 DD700 芯片上的混频器主要设计用于在研究滤波器的频率响应时在示波器屏幕上形成频率标记。 在这种情况下，一台发生器作为参考运行，无需扫描，其频率由频率计测量。 当等于扫描发生器的频率时，形成零拍，在屏幕上清晰可见。 使用这种方法，在一个适度的家庭实验室中，您可以非常准确地将滤波器调谐到所需的频率。 但搅拌机还可用于其他目的。 由于它适用于所有谐波，因此可以实现标记网格（如频率响应计 X1-48 和类似的）。 根据具体任务，您必须选择低通滤波器 R700、C700、R701、C701 的参数。 如果您仅向混频器施加一个信号（关闭第二个发生器），则该信号将出现在输出处。 VCO 实施示例 选择变体时，必须考虑谐振器的存在，并且使用二分频（或四分频）或二倍频分频器（Q = 3 时）的变体总是更可取。 其原因是中间频谱（接触 XT400 和 XT500）中不存在 CG 的一次谐波，这消除了对发电机的反向反应（负载变化时频率“跳跃”）。 对于三次谐波石英滤波器，最好避免在第二乘法器中乘以三的选项。 在主振荡器中，由于使用了74AC86或74NS86系列的微电路，可以将谐振器的工作间隔移动数十kHz。 在74AC86上，频率总是会稍高一些，并且频率稳定性明显更好。 对于74NS86微电路，传输特性阈值转移到电源电压的33%，这对于实现具有复杂中间转换的选项来说是不方便的。 4433кГц 大多数情况下，该频率的滤波器是基于 PAL 解码器的石英谐振器制成的。 这种滤波器很受无线电爱好者的欢迎，因为谐振器可用且相对便宜，并且在一批中它们的参数分布较小。 他们制造相当“严肃”的 SSB/CW 滤波器。 具有高稳定性的一个好选择是使用频率为 3580 kHz（调谐至 3546 kHz）的谐振器，然后除以四并乘以五。 5500кГц 如果在 SG 中使用频率为 5500 MHz 的谐振器，然后将频率除以二，则可以生成频率为 11 kHz 的信号。 在这种情况下，我们获得了纯光谱和对 MO 的弱影响。 您可以安装频率为 5,5 MHz 的压电滤波器来代替主 LC 滤波器，用于电视的音频路径（见图 15）。 8814...9011 kHz 通过使用频率为 8814 (9011) MHz 的谐振器，然后将其除以二（四）并乘以三，可以获得 6...12 kHz 范围内的频率。 您还可以使用标称频率为 3580 kHz 的谐振器，将其调谐到 3525...3604 kHz 的范围，然后将频率除以二并乘以五。 标称频率为 3 MHz 的谐振器不是最佳选择，因为使用时，主发生器的三次谐波会落入该范围。 10700кГц 通过 MO 中频率为 10700 kHz 的鉴频谐振器，您可以立即获得所需的信号，但 MO 和输出 UHF 的相互影响可能会破坏斜率非常陡的 SSB 滤波器频率响应的测量结果。 使用 3,58 MHz 谐振器（调谐至 3567 kHz）并乘以三可以获得最佳结果。 将谐振器设置为 4300 kHz（调谐至 4280 kHz），然后除以 3,5 并乘以 4,5，我们得到一个非常稳定的信号，用于设置 SSB 滤波器。 根据经验，为此您需要购买多个谐振器，因为它们在 XNUMX...XNUMX MHz 频率范围内阻抗有所下降，并选择“最平滑”的一个。 21400кГц 使用频率为 3,58 MHz（调谐至 3567 kHz）的谐振器并乘以 7133，我们得到频率为 21400 kHz 的信号，主滤波器将选择三次谐波（XNUMX kHz）。 频率为 10700 kHz 且随后加倍的鉴频器谐振器也能很好地工作。 为此，您需要使用 DD301.1 元件并在其输出处设置 Q = 3（R307 = 1 kOhm，C302 + C303 = 15 pF）（图 16）。
用万用表调节时，可以得到32100kHz频率下至少40dB的信号抑制。 使用频谱分析仪，抑制可调节至 50 dB。 主滤波器后的信号质量将允许您测量高达 80...90 dB 范围内的滤波器频率响应。 34875кГц 34875 kHz 的频率最好通过在 MO 中使用 10 MHz 谐振器并将其调谐到 9939 kHz，然后除以 XNUMX 并乘以 XNUMX 来获得。 第二种选择是将谐振器的频率设置为 3,58 MHz（调谐至 3487 kHz），中间乘以 2，最后乘以 XNUMX。 该选项很好，因为滤波器选择五次谐波比选择七次谐波更好。 肯定需要仔细设置 Q = XNUMX。 45 MHz 乍一看，这个频率有很多选择，但大多数都需要最终乘以三，这并不总是好的。 最好的选择是首先获得 9 MHz（随后是 6428）或 9 kHz（随后是 4500）的频率。 通过使用频率为 3 kHz 的鉴频器谐振器（初步倍频）或使用 6、12、XNUMX MHz 的谐振器（除以二（四）并乘以三），可以达到 XNUMX MHz 的频率。 使用电感器 L9 = 100 μH 和 L1,5 = 101 μH 实现倍频 4,7 倍频时 100 MHz 的中间滤波器。 当频率乘以三时，需要设置L1 = 113 μH，电容C39 = 100.4 pF。 谐振时，DD1,5 元件的输入端出现 XNUMX V 信号，该信号足以触发逻辑元件。 将频率乘以三时获得干净频谱的主要先决条件是来自 Q = 2 的发生器的信号。如果信号来自 DD101.1 或 DD101.2 触发器上的分频器的输出，则会发生这种情况自动地。 如果没有除法器，则需要将 2G 信号设置为 Q = 2。乘以 100.1 时，还需要在元件 DD100.3 的输出处得到 Q = 3 的信号，并在乘法器（元件 DD108 的输出）中得到 Q = 117 的信号。 .100.4) 使用电容器 C100.4 设置 Q = 17。 然后将滤波器调谐至谐振。 为此，首先使用电阻器 R9 扰乱 DDXNUMX 元件的平衡，以便在 DDXNUMX 元件的输出处获得具有可变占空比的信号（图 XNUMX）。 不同的脉冲持续时间是因为在 XNUMX MHz 频率下，每三个脉冲就有新能量进入电路。
通过将滤波器调整为谐振，我们获得占空比已经接近 Q = 2 的信号（图 18）。 在谐振时，万用表读数尽可能接近 UK 的 50%。 当调谐电容器转动一圈后，我们应该会两次注意到这种现象，同时注意到输出端有一个频率为 9 MHz 的干净信号。
最后，在电阻R117的帮助下，Q=2恢复，用万用表XT400触点检查，将电压设置为UK的50%。 在这种情况下，必须暂时禁用后续过滤器。 在这种情况下，在 XT400 引脚上，我们将收到频率为 9 MHz 的中间信号，其中偶次谐波被抑制了 40 dB，并且乘以 45 MHz 不会造成任何特殊困难。 55845кГц 该问题的解决方案将提供频率为 8 MHz（调谐至 7978 kHz）的谐振器。 但需要在主滤波器的输入端仔细设置 Q = 2，以抑制偶次谐波以及五次和九次谐波。 另一种选择是使用频率为 3680 kHz（调谐至 3723 kHz）的谐振器，中间乘以 11169（XNUMX kHz），随后乘以 XNUMX。 60128кГц 最简单的选择是使用频率为 12 MHz（设置为 12026 kHz）的谐振器，乘以 6。 您可以通过应用初步乘法 12 来使用频率为 100 MHz 的谐振器。 频率为 1 MHz 的中间滤波器由电感器 L101 = 3,3 μH 和 L113 = 33 μH、电容器 CXNUMX = XNUMX pF 组成。 64455 和 65128 kHz 使用频率为 6,5 MHz（调谐至 6445 kHz）的鉴频器谐振器可能会在可用性和稳定性方面提供最佳选择。 乘以二和五“我们去”到 64455 kHz 的频率。 为了获得 65128 kHz 的频率，我们将 ZG 调谐到 6,513 MHz 的频率。 对于频率为 13 MHz（乘以 100 后）的中间滤波器，您需要设置 L0,82 = 101 µH 和 L2,2 = 113 µH，电容器 C39 = XNUMX pF。 70200 和 70455 kHz 最简单的选择是在 SG 中使用频率为 10 MHz 的谐振器（设置 10030、10065 kHz）。 但并非所有谐振器都能“达到”10050 kHz 的频率。 要获得 70455 kHz 的频率，您可以使用频率为 3,58 MHz 的谐振器（调谐至 3523 kHz）。 乘以四后，我们“输出”到 14091 kHz 的频率，然后乘以五。 让我们更详细地考虑这个选项，因为它需要仔细的逐步调整。 首先，需要使主发生器中的Q = 2；建议将电阻R118（R215）的阻值增加至330 kOhm，以增加设置的长期稳定性。 然后在第一个乘法器的输出处设置 Q = 3，以获得最大的偶次谐波电平。 中间滤波器的频率调谐为 14 MHz。 为此，设置 L100 = 0,18 µH 且 L101 = 1 µH，电容器 C113 = 100 pF，C114 - 微调器 6...30 pF，电阻器 R212 = 820 欧姆。 该电路具有较高的品质因数，7 MHz频率谱线抑制40 dB。 使用电阻 R117 进行平衡后，我们得到的频谱中主信号没有均匀谐波，并且 70 MHz 频率处的信号比所有其他信号高 26 dB。 输出滤波器设置为 L400 = 27 nH（尺寸 0805 或 0603）。 环形线圈（L401 和 L402） - 每个 0,47 μH（EC-24 扼流圈）和电容器 - 总容量为 11 pF。 电容器 C404 的总电容为 250 pF，C407 = 82 pF。 所得带宽约为 2 MHz，频率为 14 MHz 的信号比频率为 40 MHz 的信号小 70 dB，频率为 42 MHz 时相对抑制为 46 dB，频率为 140 MHz 时 - 26 分贝。 输出信号摆幅（“GEN1”）为 400 mV。 短期频率不稳定性约为±50 Hz。 10分钟内，频率在±200Hz范围内缓慢变化。 这些值可以通过屏蔽来降低，因为房间内的空气流动有明显的影响。 这足以设置带宽超过 5 kHz 的滤波器。 频率对负载电阻的依赖性实际上并未显现出来。 具有 10 MHz 频率谐振器的变体的稳定性提高了 2...3 倍。 也许，通过这个例子，我们经历了使用 74AC 系列 CMOS 逻辑元件进行 RF 工作的“高中”阶段，并在以最少的手段实现高频乘法器时很好地“感受到”了该技术的局限性。 80455кГц 使用 8 MHz 谐振器（调谐至 8045 kHz）和主倍频，我们得到 16090 kHz。 随后乘以五将得到所需的结果。 90 MHz 最可靠的选择是使用频率为 12 MHz 的谐振器。 中间除以 6 将产生 50 MHz 的稳定信号，偶次谐波抑制高达 18 dB。 初步乘以 18 后，我们达到 100 MHz 的频率。 在这种情况下，中间滤波器中安装了电感器 L0,56 = 101 μH 和 L2,2 = 113 μH 以及电容器 C12 = 90 pF（频率为 368 MHz）。 在 400 MHz 频率下，KT200AM 晶体管工作良好，在无负载时产生摆幅为 50 mV 的信号，在 180 欧姆负载下产生摆幅为 20 mV 的信号。 二次谐波 (400 MHz) 发生在 UHF 处，并被抑制 15 dB。 主滤波器包含 L0805 = 401 nH（尺寸 402）、L0,27 = L24 = 11 µH (EC-404)、300 pF 电路电容器、电容器 C407 = 68 pF、C19 = 4 pF。 在图中。 图 3 显示了该滤波器在 1 MHz 通带、100 dB 电平下的频率响应。 该选项带来了出色的短期稳定性，并且在运行的第一个小时内，如果 VCO 板安装在封闭的机箱中，频率会逐渐增加 XNUMX kHz。 然后频率在±XNUMX Hz 范围内缓慢变化。
135,495 MHz 为了达到如此高的频率，最好使用频率为 15...20 MHz（一次谐波）的石英谐振器，它提供 5...8 kHz 的调谐。 但如果您将来自预算型 DDS 发生器的频率为 9022 或 15055 kHz 的信号提供给 DD100.1 (DD200.1) 元件的输入，则会更加可靠。 为了在 135 MHz 频率下获得足够的信号电平，您必须在第一次乘法后争取足够高的频率（27 或 45 MHz）。 输出滤波器可使用 HDF135-8 SAW 滤波器实现，该滤波器在高达 100 MHz 的频率下具有良好的抑制效果。 为了匹配，您需要在其输出端安装一个 RC 电路 (1 pF + 68 Ohm)，并使用电阻衰减器在调制器侧 (DD301) 提供 50 Ohm 的阻抗。 信号高达 240 MHz 在这个例子中，我想展示所应用元素的潜力。 例如，ZG 的工作频率为 12 MHz。 DD100.3 上的乘法器设置为 Q = 3，并向 LC 电路输出 24 MHz 脉冲。 使用频谱分析仪（或同样好的万用表）微调滤波器非常重要。 设置过程与 9 MHz 滤波器相同，但 L100 = 0,56 µH，L101 = 2,2 µH，电容器 C113 = 6,8 pF。 在输出 (XT400) 处，存在一个频谱信号，其中 50 至 24 MHz 的奇次谐波被抑制（至少 300 dB）（得益于 DD301 周围良好的电路板拓扑）。 168 MHz 处的信号比主信号（18 MHz）弱约 24 dB，并且 240 MHz 处仍然存在显着水平（-26 dB）。 所提出的 VCO 可以方便地与锯齿电压发生器和对数检测器（AD8307 微电路）结合使用。 CMOS 元件在射频下的操作与 LC 电路相结合，为 QRP 设备的开发开辟了独特的机会。 如果在 74...20 MHz 频率下将摆幅等于电源电压的正弦信号施加到其输入，则 120AC 系列的逻辑元件具有低相位噪声。 74HC 系列的元件不太适合于此。 其他信息以及不同格式的印刷电路板图纸：ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip。 作者：阿约·洛尼
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