开关电容器上的电压极性转换器。方案、说明

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本文考虑了使用两个开关而不是四个开关的开关电容器上的电压极性转换器的电路变体。

《Radio》发表了一篇文章 [1]，其中详细描述了这些基于四个模拟开关的转换器的工作原理。下面显示了在两个开关上实现此类转换器的可能性。

（点击放大）

图 1 中的图表解释了两个电子开关上的转换器的工作原理。 1. 开关S2和S1由两个反相信号控制。当开关 S2 的“触点”闭合（且 S1 断开）时，电容器 C2 从电源通过二极管 VD2 充电，几乎达到 Upit 电平（我们忽略开路二极管 VDXNUMX 上的压降 Upr.d））。

然后，当开关S1的“触点”打开并且S2闭合时，电容器C1通过二极管VD2连接到电容器C1。结果，它被放电至电容器C2。电容器 C2 两端的电压将增加至

经过多次切换后会达到稳定值|-UBblx| ≈ Upit-2Upr.d，如果我们忽略串联放电电路的电阻rn 的值。因此，转换器负侧的输出电压将始终小于正侧的输出电压。

该开关的实际电路如图2所示。 1.1、转换器装配在两个模拟开关DA1.2、DA1.1上。反相控制信号被馈送到 DE 开关的输入。当开关DA1闭合时，电容器C1通过二极管VD1.1充电，然后在断开开关DA1.2并闭合DA2后，通过二极管VD2对电容器CXNUMX放电，依此类推。同等条件下变换器的负载特性与样机几乎相同。

需要注意的是，为了保证刚性的负载特性，电容器C1和C2的容量必须按一定的方式选择。事实上，负载的负臂由电容器C2的放电电流供电。在稳定状态下，在开关DA1.2打开并且没有能量供应到电容器C2的阶段，电压-Uout的降低不应超过允许的可变电压分量（纹波ΔU）的幅度。负载，通常不超过 Uout 的 1 ... 2%）。

因此，当控制信号的占空比等于2、开关频率为f时，电容器C2的电容值必须满足条件

电容器C1的电容值应使得在开关DA1.2的闭合状态阶段不仅提供所需的负载电流，同时电压|-Uout|增加。前级损失的ΔU，同时也补偿二极管VD1和VD2的开路p-n结处的电压损失以及串联电容器C2充电电路的有源电阻rn。

显然，电容器C1的电容量必须大于电容器C2的电容量。由于二极管VD1、VD2和串联电阻rn上的损耗的相对比例越大，输出或电源电压越低，因此在实际中希望选择电容器C1的电容值至少为电容值的2和1,3倍电容器C2的电压Upit分别等于5V和15V。

低功耗低压肖特基二极管最适合转换器，特别是在 Uout 值较低时。对于下面讨论的其他类型的换能器来说也是如此。

还应该考虑到，当 Upit > 5...6 V 时，在启动过程的一开始就存在通过开关的电流过载的危险。为了减弱过载，应在电容器C1上串联一个额外的限流电阻R1（如图2中的虚线所示）。例如，当Upit = 15 V时，允许通过开关的电流为20 mA，闭合开关的电阻为100欧姆，电阻器R1的值在300 ... 400欧姆范围内。在这种情况下，电容器C1的电容值应增加至1,5C2。

如果推挽级中包含的两个互补晶体管用作开关 S1 和 S2（图 3），则可以显着提高转换器的电流能力。这里，rn的值很小，其上的损耗可以忽略不计，并且晶体管的允许电流远高于模拟开关。

该转换器的晶体管由一个反相公共信号控制。如果该信号的发生器组装在TTL或CMOS微电路上，则晶体管VT1的电流能力不能被充分利用，因为这些微电路允许的高电平输出电流（流出）通常是显着的。小于低电平电流（流入）。

然而，通过使用pn-p结构的两个晶体管并向它们的基极电路馈送两个相位偏移180度的控制脉冲序列，可以容易地消除这样的缺点。在这种情况下，需要两个相同阻值的基本限流电阻。

这些电阻的值是根据电压 Upit、最大允许集电极电流 (Ikmax) 和基极 h21e 的静态电流传输系数来确定的。 3、还需要额外考虑控制信号发生器的允许流出电流值。基极电阻的正确值消除了晶体管（特别是在启动期间）以及控制信号发生器（在所有模式下）电流过载的可能性。

与组装在模拟开关上的转换器（见图2）相比，这是基于晶体管的转换器的优点，在模拟开关上组装的转换器是通过引入限流电阻R1来恶化负载特性来实现过流保护的。

现在，当通过两个 p-n-p 晶体管的电流受到限制时，在确定最大允许负载电流 lH max 时，可以以通过这些晶体管的最大电流进行操作：

此外，由于开关晶体管能够工作在饱和模式，因此可以忽略放电电路的损耗，并用更准确的比率来表示输出电压：|-Uout| = Upit - 2Upr.d。

如果根据[3]中的方案之一将模拟定时器KR1006VI1用作控制脉冲发生器，则互补晶体管（图2）上转换器的电流能力可以显着增加。您还可以使用 npn 晶体管上的射极跟随器放大电流控制信号。那么该转换器的负载特性将与组装在 pnp 晶体管上的负载特性相同。

在我看来，最有趣的是在定时器 KR1006VI1 上构建一个转换器（图 4），它执行两个开关的功能。定时器根据施密特触发电路打开[2]。定时器输出之一 - 引脚 3 - 允许流入和流出高达 100 mA 的电流（每个脉冲 200 mA）。为了控制定时器，需要一个低功耗脉冲序列，应用于组合输入 R 和 S；无需限流电阻。

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由于在转换器中引入了两个二极管的极性，因此可以构建一个更简单的转换器 - 只需一个晶体管（图 5）。这里的原型就是如图所示的节点。图1中，开关S1由电阻R1代替，S2由晶体管VT1代替。

当晶体管闭合时，电容器C1通过电阻器R1和二极管VD1充电，一旦晶体管打开，该电容器就通过二极管VD2向电容器C2放电。

由于简单，其当前的功能也由于效率低而非常有限。当晶体管VT1开路时，伴随着电容C1的放电电流，电源中也会流出无用的电流，该电流等于Upit/R1，远大于负载电流。然而，如果效率不是关键因素之一，该转换器可用于输出电流高达几毫安的低功率电源。

关于所考虑的极性转换器的最佳工作频率的几句话。从上述电容 C2 的公式可以看出，较高的频率对应于提供所需输出电流所需的较低电容。这里的限制频率很大程度上取决于元件（主要是电容器和开关）的频率特性。

根据图 3 中的方案对设备进行优化。 4和10，其中，基于获得相对较大的负载电流值的可能性，可以使用氧化物电容器，频率应在20…100kHz内考虑。在模拟开关上功能较弱的开关转换器中，使用微型高频电容器可以将频率提高到几乎 XNUMX kHz。

具有两个晶体管的开关的转换器的频率上限还受到以下事实的限制：由于它们的导通和截止时间值的差异，不可避免地出现直通电流，由此导致的动态损耗急剧增加随着频率的增加。因此，电容器 C1 和 C2 的电容随着频率的增加而减小以及向非氧化物电容器的过渡并不总是产生积极的效果。

然而，将电流能力增加到所应用开关的标称电流值的主要障碍当然是充电和放电电路的串联电阻rn。我相信正因为如此，模拟开关（尤其是四个开关，如[1]）上的转换器的输出电压在电流值明显低于开关本身允许的情况下会急剧下降。

在这方面，图3电路中的转换器。 4 和 XNUMX 相比，电阻 rn 低了近十倍。

总之，我们注意到，在控制脉冲的占空比Q大于1的情况下，电容器C2和C0,5的电容的计算值应增加XNUMXQ。

文学

Nechaev I. 开关电容器上的电压极性转换器。 - 广播，2001 年，第 1 期，第 54 页XNUMX.
Gutnikov V. 测量技术中的集成电子学。 - L.：Energoizdat，1988。

作者：E. Muradkhanyan，亚美尼亚埃里温

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