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无线电电子与电气工程百科全书 常见反馈放大器的设计注意事项
最近，关于放大器中可以有条件地称为“支持”或“反对”负反馈的话题又掀起了一股讨论热潮。 不幸的是，这些讨论很少包含任何理性的论点，同时表明明显缺乏对使用 FOS 工作和设计系统的“小事”的了解。 情况变得复杂，因为在大多数情况下，设备被引用为反对使用反馈的理由，这实际上是文盲或不成功使用它的一个例子。 然后，在最糟糕的学校逻辑传统中，得出的结论是：“反馈很糟糕！”。 与此同时，正确使用 FOS 的例子似乎越来越少，这很可能是由于现代文献几乎没有关于这个问题。 这就是为什么在我们看来，出版几本专门介绍具有反馈的高线性放大器设计中鲜为人知的特征的材料似乎特别方便。 回想一下，Harold Black 在 1927 年发明具有反馈反馈功能的放大器的主要原因正是需要在一对导线上增加多通道电话通信系统中使用的放大器的线性度。 问题是这些放大器的线性度要求随着通道数量的增加而急剧增加。 有两个原因。 首先是干扰的可能互调产物的数量。 第二个原因是随着信号带宽的增加，电缆中的损耗也会增加，这就是为什么放大器必须放置在更短的距离（并且必须更强烈地调整它们的频率响应），并且在 2500 公里路线他们的数量增加到三千。 由于对通信线路中的失真产物进行了汇总，因此对每个单独放大器的要求也相应更加严格。 为了明确该设备的等级有多高，我们注意到具有 10800 个通道的系统的放大器在通带末端 (60 MHz) 的三阶互调失真水平不超过 -120 ... - 126 dB 和不超过 - 130...-135 dB 的差异音调值。 高阶互调失真甚至更低。 包含两到三千个（！）放大器的路径在其使用寿命（大约 30 年的全天候运行）期间的频率响应变化不超过几分贝，主要是由于电缆老化。 以常规设备的标准来看，这很了不起，但实际上这只是环保有效使用的结果。 增加放大器线性度的问题 X. Black 自 1921 年以来一直在贝尔实验室工作。正是他开发了几乎所有已知的失真补偿方法，特别是通过所谓的直接连接进行的失真校正以及失真通过将失真的输出信号与隔离的反相失真信号相加来进行补偿。 这些措施当然有效果，但还不够。 线性问题的主要解决方案正是发明了具有反馈功能的放大器，最重要的是，它们的正确实际实现，如果没有适当的理论是不可能的（“没有什么比一个好的理论更实用了！”） . 构建该理论的第一步是由 Harry Nyquist 提出的，他发现了一种基于开放系统的频率响应和相位响应类型（Nyquist hodograph）甚至在反馈回路闭合之前仍用于确定稳定性的方法. 然而，并非一切都那么简单。 尽管 FOS 的操作原理简单明了，但为了真正获得使用它可以实现的好处，有必要创建一个非常广泛的反馈理论，这绝不归结为确保稳定性（缺乏一代）。 仅在 1945 年 [1] 之前，荷兰裔杰出的美国数学家 Hendrik Wade Bode 才真正完成了它的建造。 为了了解这些任务的真正复杂性，我们注意到即使布莱克的第一个带反馈放大器的专利（没有描述所有问题）也有一本小书的体积——它包含 87 页。 顺便说一句，X.Black 总共获得了 347 项专利，其中很大一部分与 OOS 放大器的实施有关。 与这么多的作品相比，现代“基础颠覆者”的所有主张，他们没有创造出更接近水平的东西，而且往往甚至从未读过（或不理解）布莱克、奈奎斯特和博德的作品，至少看起来过于自信了。 因此，问题不在于使用 OOS（实际上，它总是存在，只是并不总是明确地存在），而是这种使用是有能力的并带来了预期的结果。 那么，在设计和评估带反馈的放大器的电路设计时，应该注意哪些“教科书上没有描述”呢？ 首先，我们回忆一下在反馈系统的传递系数（传递函数）的公式中 H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] 复数和函数出现，即：
为了获得正确的结果，必须按照复数算术的规则进行计算[2]，即使是教科书的作者也经常忘记这一点。 例如，在接近±90°、±270°的环路增益相位角处，原始放大器的幅度非线性几乎完全转换为相位（即，变为寄生相位调制，尽管减弱了|bK|倍）。 在这种情况下，寄生幅度调制实际上消失了，互调失真测量的结果可能比频谱分析仪（以及在 UMZCH 情况下的听力）实际显示的结果乐观 20 ... 30 dB。 不幸的是，大多数 OU 和许多 UMZCH 正是这种情况。 一个很好的例子是 Mark Alexander [3] 描述的电流反馈放大器。 根据频谱分析仪，该放大器在频率为 14 和 15 kHz 的双音信号上的实际互调失真水平（英文缩写 - IMD）约为 0,01%，这与谐波图非常吻合失真与频率（在 0,007 kHz 频率下约为 15%）。 如果使用标准（仅幅度调制）方法测量此放大器的互调失真，那么得到的 IMD 值会低得多。 在 7 kHz 的频率下，我们得到的只有微不足道的 0,0002%，而在 15 kHz 下 - 大约为 0,0015%，这明显低于实际值（分别约为 0,005 和 0,01%）。 Matti Otala [4] 也顺便提到了这种效应。 下一刻。 与 FOS 环路开路且两种情况下输出端的信号电平相同的情况相比，FOS 无法降低输入端的失真和噪声产物的绝对值，了解这一点很重要。 在足够高的频率下，任何放大器的增益都会下降； 结果，带反馈的放大器中的差分信号也增加了。 因此，在较高频率的区域，输入和随后的级联将不可避免地开始表现出它们的非线性，因为在带反馈的放大器中差分信号的增加可能会由于相移而使输入值几乎翻倍 [5] . 我们还注意到，对于闭合反馈环路，失真产物，尤其是高阶失真产物，例如切换输出级臂的“牙齿”，类似于高频输入信号，输入低通滤波器不能在这里帮助。 这就是为什么，为了防止引入 FOS 导致互调失真频谱的灾难性扩展，非常希望提供比没有 FOS 的失真产物频谱包络的衰减速度更快的原因。环路增益。 不幸的是，这个条件不仅鲜为人知（Bode 只是暗示，考虑到它很明显），而且也极少被满足。 出于同样的原因，为稳定而引入的频率校正不应导致放大器在整个频率范围内的线性度下降，直至单位增益频率甚至更高。 实现这一点最明显的方法是执行校正，直接降低输入信号的值，就像在著名的 M. Otala 放大器中所做的那样（图 1）。 请注意，尽管在发射极电路中存在升压差分级，但此处使用的 R6C1 电路在输入端对差分信号的“淬火”最终给出了比运算放大器类型的模板频率校正电路更好的结果电容C2、C4、C6，大大增加了动态非线性。
前面解释了在形成频率响应的主要衰减的阶段之前的阶段中需要较大的线性余量 - 在具有反馈的放大器中，这首先是必要的，以防止失真产物频谱的显着扩展. 为了增加输入级的线性度，通常建议在其中使用场效应晶体管，但是，此建议仅在使用具有高截止电压（超过 5 V）的分立场效应晶体管时才有意义并设置适当的模式（大约是初始电流的一半，但是，这样一个阶段的放大很小）。 通过引入局部反馈放大双极晶体管上的级联，提供与场效应晶体管上的级联相同的有效跨导和相同的工作电流，始终提供明显更好的线性度，尤其是在高频下，因为通过电容的比率更好跨导[6]。 使用具有“场”输入的标准运算放大器，其中输入晶体管以大约 0,6 ... 的模式工作，其中发射极电阻上的压降不超过 0,7 ... 0,1 V。具有“双极”输入的运算放大器，发射极电阻上的压降通常不低于0,2 ... 300 mV，因此其输入级的线性度较高，输入容量较小。 正是由于这些原因，高线性度、高速场输入运算放大器（例如 OPA500 和 AD655）通常被构建为双极晶体管级与输入源跟随器的组合。 为了增加输入级的线性度，使用局部频率相关反馈是最有效的，它同时提供了频率响应的必要降低和线性度的增加（例如，在输入级的发射极电路中使用电感器） [7]）。 频率相关的局部环保，降低工作频段整体环保的深度损耗； 它适用于电压放大级（例如，运算放大器 LM101、LM318、NE5534 [8]）和输出级（例如，运算放大器 OR275、LM12 和 UMZCH TDA729x 和 LM3876 / 3886 微电路)。 因此，在开发带反馈的放大器时，需要在环路增益较小的频率区域精确地确保可接受的（至少不差于几个百分点）线性度和更好的特性稳定性，而不是在低频区域。 ，其中环路增益很高。 许多改善低频和中频线性度的措施（例如，在级联放大器中引入所谓的跟踪链路）同时导致特性稳定性的恶化和（或）下降在 HF 的线性度。 因此，将它们引入带反馈的放大器是不切实际的。 在使用局部OOS的情况下，要获得好的效果，就需要优化它们的频率特性，因为它们中的每一个不仅增加了这个级联的线性度，而且降低了一般OOS电路中的环路增益。 这项任务并非微不足道，离不开非常精确的计算机建模和优化。 作为第一个近似值的规则，我们可以假设接近最优选项是所有级对带有 OOS（带有闭合 OOS 环路！）的放大器的最终失真的贡献大致相同的选项。 此外，对于具有公共反馈的放大器，在反馈环路中没有动态跟踪下降是至关重要的。 这意味着动态非线性是不可接受的，这会导致特性的突然变化，例如，由于晶体管的阻塞或饱和（准饱和），或者当信号通过耦合电容。 如果由于某种原因不能排除此类现象，则有必要采取措施在环路增益较小的频率区域（特别是在单位增益频率区域）采取措施平衡其影响，例如使用局部环境保护。 一个很好的例子是 NE5534 推挽输出级 [8]，它基于相同导电结构的晶体管。 级联似乎是非常非线性的：上肩是射极跟随器，下肩是具有共发射极的晶体管。 然而，由于局部 FOS 的深度随着频率的增加而增加，甚至 OS 中都没有“台阶”的痕迹（当然，前提是电路板布线正确）。 因此，该放大器的主要失真源最经常被证明是输入级的过载，它不包含（为了最小化噪声）发射极电阻！ 尽管如此，即使 NFB 为 40 dB (P = 0,01) 的增益，当 20 kHz 的总 NFB 深度不增加时，该运算放大器也不会增加音频频带的失真。超过 30 分贝。 这种情况下的失真不超过 0,005%（这是输出信号从峰到峰的摆幅为 20 V），并且它们的频谱实际上受到三次谐波的限制。 同时，连接一个高达 500 欧姆的负载对失真几乎没有影响。 在其他电路缺陷中，动态滞后（由设计用于推挽输出级臂的“平滑”切换的大多数电路产生）特别危险，以及在高频下发生的“中央截止” - 一个步骤（根据 Shiklai 方案或基于“并行”放大器的复合晶体管输出级的标准疾病）。 从稳定性的角度来看，这些缺陷相当于出现了额外的相移，最高可达 80° ... 100°。 在许多运算放大器和某些型号的强大放大器中，为了克服这些缺点，使用了射频旁路电路（多通道操作系统）。 选择环路放大的频率响应类型的问题在经典文献中得到了很好的阐述，例如，在 [1] 中。 最佳放大级数的选择，考虑到它们的相对速度，以及多通道 FOS 系统的设计在 [9] 中进行了详细考虑，因此我们将在下面仅提供简要信息。 由于“最慢”的 UMZCH 节点通常是一个强大的输出级，因此从线性度和反馈深度的角度来看，UMZCH 中的最佳级联数肯定不少于三个（正如 Bode 所建立的那样，速度大致相等级联，三级放大器是最佳的）。 在使用绕过射频级联的电路进行校正的情况下，级联的数量仅受设备复杂性的限制。 尽管简化了设计，但许多作者提倡将一般 FOS 环路划分为几个局部环路，但并不方便。 如 Bode 所示，放大器中多个级的“本地”反馈覆盖会导致潜在可实现线性度的损失。 例如，两个串联的级联具有 30 dB 的局部 NFB，其线性度明显低于相同频带中总 NFB 为 60 dB 的相同两个级联。 当然，这条规则也有一些例外。 因此，对于环路增益的频率响应的形成，使用频率相关的本地反馈是有用的，当在放大器的工作频率区域时，它们实际上被关闭并且不会降低可实现的深度整体反馈。 另一个例子——在分立元件上制造的微波放大器中，有源元件和无源电路引入的过度相移开始超过自然相移，由频率响应衰减决定，并且整体 OOS 的可实现深度很小。 在这种情况下，使用相互交织的本地 FOS 链而不是通用 FOS 更为实用。 UMZCH 的高频相位稳定裕度不应选择小于 20° ... 25°（较低 - 不可靠），增加超过 50° ... 70° 是无利可图的（放大区域的明显损耗，即速度和OOS深度）。 为了增加工作频带中OOS的深度，建议在频率响应中引入一个陡度约为每倍频程12 dB的环路放大部分。 甚至更好地形成环路放大的频率响应，例如波德截止或奈奎斯特稳定（相移超过 180°），但是，它们的正确实现相当复杂，因此并不总是合理的。 这就是为什么目前已知的具有奈奎斯特环路放大频率响应的 UMZCH 没有大规模生产的原因。 文献中描述的设计有很大的操作限制（特别是高频信号不能进入输入，输出电压削波较差）。 消除这些限制是可能的，但很麻烦。 另一个经常被忽视的非常重要的可行性因素是反馈所涵盖的级联设计。 它应确保在频率响应衰减和通带之外没有寄生谐振峰值，为了确保稳定性，强制人为降低放大器整体的速度（参见开路频率响应的示例）环路反馈放大器如图 2 所示）。 频率响应中寄生峰值的存在大大降低了在没有自激的情况下可实现的 OOS 深度。 曲线 1 展示了在大约 10 MHz 的单位增益频率下提供大 (2 dB) 稳定性裕度的可能性。 OOS 在 20 kHz 的深度至少为 40 dB。 曲线2有一个寄生峰值，其品质因数约为20（实际上可以更多）。 为了不激发具有这种频率响应的放大器（稳定裕度仅为 2 ... 3 dB），必须将这种放大器的环路增益和 CNF 带宽降低 20 倍与曲线 1 相比，可能的自激频率将比标称单位增益频率高一百倍！
总结一个简短的回顾，我们注意到任何设计都是一组妥协，因此应用的解决方案是相互联系的，并且设计是一个整体是非常重要的。 例如，对于 UMZCH，没有特别的理由要在音频频带中实现 80 ... 90 dB 以上的反馈深度，因为在这种情况下失真产物的主要来源将不再是有源元件，但建设性的，例如来自推挽输出级的干扰。 很明显，在这种情况下，仔细改进设计更为重要，正如作者的设计之一 [10] 或 Halcro 和 Dynamic Precision 品牌的国外放大器中所做的那样。 文学
作者：S. Ageev，莫斯科； 出版：radioradar.net
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