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无线电电子与电气工程百科全书 直流电压转换器 12 V 电池至交流电压 220 V 50 Hz。 无线电电子电气工程百科全书
无线电电子与电气工程百科全书 / 电压转换器、整流器、逆变器 文献中描述了许多电压转换器，但几乎所有的电压转换器都有严重的缺点。 我设计了一个没有这些缺点的转换器。 在此过程中，我遵循以下标准： 1. 提供给负载的最大功率必须至少为 1 kW。 这种情况迫使我们放弃功率部分中的大功率晶体管（这是100-300 W功率转换器的“痛处”）并使用大功率三晶体管。 2. 通过选择与负载并联的电容器的电容或在功率部分使用电流逆变器，可以实现转换器输出端接近正弦的输出电压。 3.消除“直通”电流。 这个问题非常相关，并且在于晶体管或三极管的导通时间小于截止时间，即一个设备打开并向变压器的初级绕组提供电流，而此时应该已经关闭的第二个设备也向该绕组提供电流。 我通过将控制脉冲的持续时间减少足以完全关闭三极管的时间来解决这个问题。 4、利用阈值装置实现电池深度放电时装置的自动关闭。 5. 通过使用继电器和自动充电器上的电路，确保在断电时自动打开转换器，并在有电源电压的情况下对电池充电（完全放电时断开充电器）。 转换器的功能框图如图1所示。
当电源电压为 220 V 时，负载连接到网络，电池连接到充电器。 如果出现电源电压故障，则会向电压转换器提供 12 V 电池电压，并连接一个负载。 所有这些操作均由开关装置执行，其中包括自动充电器。 主振荡器 (MG) 生成持续时间为 10 ms、频率为 50 Hz 的矩形脉冲。 脉冲从 ZG 的输出到达延迟线 (LZ) 和单个振动器。 LZ用于确保log.“1”的电平比来自单个振动器的脉冲晚1μs到达一致电路。 从 MO 脉冲的持续时间中减去单个振动器脉冲的持续时间，并且该持续时间必须大于所使用的三极管的阻断持续时间。 输出脉冲整形器 (WF) 生成控制脉冲到功率单元 (MF) 的三极管的控制电极。 电压变换器功率部分控制系统原理图如图2所示，特征点电压图如图3所示。
ZG 是在元素上生成的，而不是 DD1.1、DD1.2。 使用频率计通过选择电阻器 R1 来设置其输出的脉冲频率。 50 Hz 频率脉冲通过积分链 R2C2 上的 LZ 馈送到输入 DD1.4。 脉冲延迟时间约为 1 µs。 输入端13 DD1.4接收单个振荡器DD2.1的脉冲，其触发脉冲是ZG脉冲的正压降。 单个振动器脉冲的持续时间由元件 R3C3 确定。 延迟线用于确保ZG脉冲的正压降到达输入12 DD1.4晚于单触发脉冲的负压降出现在输入13 DD1.4处，并且基于晶体管VT1不存在持续时间等于触发器DD2.1的响应时间的负脉冲。 根据TCh20型功率部分三极管的可靠闭合情况，选择单振子的脉冲持续时间约为125μs，其导通时间为6μs。 当使用其他类型的三极管时，需要重新计算R3和C3的值。 从晶体管VT2的集电极去除持续时间为9,98μs的控制正脉冲。 类似地，产生与脉冲Uу2反相的脉冲Uу1。 电阻器 R8 和 R9 的功率和阻值根据所用晶体管的类型进行选择：R9 = R8 < 12 V / Iopen，PR8 = PR9 = 144 / R8 = 144 / R9。 如果电压转换器中采用多个电池串联，则变压器T1的尺寸将显着减小，并且为了获得负载所需的功率，可以选择电流较低的三极管。 转换器功率部分的电路设计可以通过使用强大的可锁定晶闸管来最简单地解决（图4）。
逆变器的负载是变压器T1的初级绕组。 220V负载连接到变压器的次级绕组。 变压器是根据教育文献中多次发表的方法计算的。 电容器与负载并联以获得接近正弦的电压形状。 其容量取决于负载，通过实验确定。 当控制脉冲Uу1存在时，晶闸管VS1和VS4导通，VS2和VS3关断。 变压器w1的绕组左端接正极电源母线，右端接负极电源母线，有电流流入，如图4所示。 在没有Uy1而有Uy2的情况下，VS1和VS4截止，绕组w1的电压和电流改变方向。 当在t1时刻锁定VS4和VS2时，尽管解锁脉冲到达VS2和VS3，但由于电感Lн的存在，负载电流iн将趋于保持其方向。 为了在锁定VS1和VS4后为负载电流打开通路，晶闸管与二极管VD10-VD40并联。 因此，t2 时的负载电流 构建转换器功率部分的更复杂的电路解决方案是使用图 5 所示的电流逆变器。
目前带有感应晶闸管控制器的逆变器在工业中得到了广泛的应用，例如在不间断电源中，其功率达到数百千瓦。 输出电压波形接近正弦波，这使得它们可以在交流侧无需滤波器的情况下使用。 由于平滑电感Ld的电感较大，逆变器电流id（源电流E）可以被认为是完美平滑的。 正脉冲Uy1打开晶闸管VS1和VS4，正脉冲Uy2打开晶闸管VS2和VS3。 由于晶闸管进行周期性开关，逆变器的输入电流id在电桥的对角线上被转换成矩形的交流电。 电容器Sk——开关。 它用于在晶体管上产生阻断电压。 为了消除负载上的电压对负载大小的强烈依赖性，使用了具有感性负载（元件VS5、L）的可调交流电压转换器。 它消耗的电流具有 1 次谐波，其相对于电压的相移始终等于 π/2。 一次电流谐波的幅值取决于控制角α，它等于VS1上的控制脉冲相对于电压变化Un时刻的相移。 因此，该电压转换器电路被视为受控电感。 通过控制电路改变角度α来调节iL，需要设定相同的电流iL，此时电流iн与电压Un之间的偏移角β保持不变，那么当负载电流变化时，负载上的电压将保持恒定。 Sk、Ld、L 的计算公式。对于正常开关，电压和电流之间的偏移角 β 必须为 β≥ωtoff，其中 ω = =2πf = 314 s-1 角频率； toff——晶闸管关断时间； tgβ = bc/(ynsosphin tgphin)，其中 bc = ωC 为电容器 Sk 的电导模量； yn = 1/zn 负载电导率模量。 有功负载功率Рн = Еid = =Unincosφ。 电容器的无功功率 Qc = = U2нωСк。 无功负载功率 Qн = Рнtgϕн。 逆变器消耗的无功功率 Qi = Qc - Qn。 负载电压Un = 0,35πE[1 + (ωCk /yn cosphin - tgphin)2]1/2。 电容Ск = Рн(tgβ + tgψн)/ωU2н。 如果 β<π/1，则扼流圈电感 Ld≥ {E[6 - cos(β + π/72)]cosψ}/6fPнcosβ。 如果 β≥π/2，则 Ld≥ E2sin144β/2fPnsos6β； 感性负载 L≥1,4Uнsin(α- π/2)/ωiL ≥ 1,4Uн.ωiL，其中 α 为双向可控硅控制角 VS5，iL = Iw1maxsin(α- π/2)。 对于电流 iL，还选择双向可控硅 VS。 可控硅VS5的控制原理图如图6所示。 该电路建立在单个振动器DD2.1上，该振动器产生持续时间不超过10 ms的脉冲（选择电容器C1的电容）。 单个振动器由控制电路的脉冲启动（图 2）。 脉冲的持续时间由电阻器 R1 调节。 从晶体管VT2的集电极获取三端双向可控硅开关Uy3的控制脉冲。 电阻R3的阻值和功率取决于功率部分所选双向可控硅VS5的开通电流：R3 < E/I open； РR3==E2/R3。 如果所需的负载功率不超过200 ... 300 W，则转换器的功率部分可以根据图7中的图表在晶体管上制作。 根据图2的控制系统的电路设计确保了不存在“直通电流”的影响。 作者：A.N.曼科夫斯基
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