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无线电电子与电气工程百科全书 无变压器电源。 无线电电子电气工程百科全书
现在家里有很多小型设备，需要持续供电。 这些是带有LED指示的手表、温度计、小型接收器等。 原则上，它们是为电池设计的，但它们却在最不合时宜的时刻“坐下来”。 一个简单的方法是通过主电源为它们供电。 但即使是小型网络（降压）变压器也相当笨重，占用的空间也不小，而且开关电源仍然很复杂，需要一定的经验和昂贵的设备来制造。 在某些条件下，该问题的解决方案可以是带有淬火电容器的无变压器电源。 这些条件：
这是因为，当由无变压器单元供电时，设备处于网络电位之下，触摸其非隔离元件可以很好地“震动”。 值得补充的是，在设置此类电源时，应遵守安全预防措施并小心谨慎。 如果需要使用示波器进行调整，必须通过隔离变压器连接电源。 最简单的无变压器电源电路的形式如图 1 所示。
为了限制机组并网时的浪涌电流，电阻R1与电容C1和整流桥VD2串联，并联电阻R1，使电容断开后放电。 一般情况下的无变压器电源是整流器和参数稳定器的共生体。 交流电容器C1是一个容性（无功，即不消耗能量）电阻Xc，其值由以下公式确定：
其中 (- 网络频率 (50 Hz); C- 电容器 C1 的电容，F。 那么源的输出电流可以近似确定如下：
其中 Uc 是电源电压 (220 V)。 另一种电源的输入部分(图2a)包含镇流电容器C1和由二极管VD1、VD2和齐纳二极管VD3、VD4组成的桥式整流器。 电阻器R1、R2的作用与第一个电路中的相同。 该模块的输出电压波形如图2b所示（当输出电压超过齐纳二极管的稳定电压时，否则它像普通二极管一样工作）。
从流过电容C1的电流的正半周开始到t1时刻，稳压二极管VD3和二极管VD2断开，稳压二极管VD4和二极管VD1闭合。 在时间间隔t1…t3内，稳压二极管VD3和二极管VD2保持开路，稳定电流脉冲通过开路的稳压二极管VD4。 输出Uout和齐纳二极管VD4处的电压等于其稳定电压Ust。 流经二极管-齐纳二极管整流器的稳定脉冲电流绕过连接到电桥输出的负载 RH。 在t2时刻，稳定电流达到最大值，在t3时刻，稳定电流为零。 直到正半周期结束，齐纳二极管VD3和二极管VD2保持开路。 在t4时刻，正半周期结束，负半周期开始，从开始到t5时刻，稳压二极管VD4和二极管VD1已断开，稳压二极管VD3和二极管VD2闭合。 在t5-t7时间段内，稳压二极管VD4和二极管VD1继续保持开路，电压为UCT的稳压二极管VD3上流过直通稳定电流脉冲，在时刻t6达到最大值。 从t7开始直至负半周期结束，稳压二极管VD4和二极管VD1保持开路。 所考虑的二极管-齐纳二极管整流器的操作周期在随后的电源电压周期中重复。 因此，整流电流从阳极流过齐纳二极管VD3、VD4到阴极，并且在相反方向上流过脉冲稳定电流。 在时间间隔t1...t3和t5...t7中，稳定电压的变化不超过几个百分点。 电桥VD1...VD4输入端的交流电流值在第一次近似中等于市电电压与镇流电容器C1的电容之比。 如果没有限制直通电流的镇流电容器，二极管齐纳二极管整流器的运行是不可能的。 从功能上来说，它们是不可分割的，并形成一个整体——电容器齐纳二极管整流器。 同一类型的齐纳二极管的UCT值的扩展约为10%，这导致随市电频率出现额外的输出电压纹波，纹波电压的幅度与齐纳二极管VD3和VD4的Ust值的差值成正比。 当使用强大的齐纳二极管 D815A ... D817G 时，如果其型号名称中有字母“PP”（齐纳二极管 D815APP ... D817GPP 的端子极性相反），则可以将它们安装在共用散热器上。否则，必须交换二极管和齐纳二极管。 无变压器电源通常按照经典方案组装：淬火电容器、交流电压整流器、滤波电容器、稳定器。 电容滤波器可以消除输出电压纹波。 滤波电容器的电容值越大，纹波越小，相应地，输出电压的恒定分量越大。 然而，在某些情况下，您可以不使用滤波器，这通常是此类电源中最麻烦的部分。 已知交流电路中包含的电容器其相位偏移90°。 例如，当将三相电机连接到单相网络时，会使用移相电容器。 如果在整流器中使用移相电容器，其提供整流电压的半波的相互重叠，则在许多情况下可以不需要笨重的电容性滤波器或显着减小其电容。 这种稳定整流器的示意图如图 3 所示。
三相整流器VD1、VD6通过有源电阻（电阻R1）和容性电阻（电容C1）连接到交流电压源。 整流器的输出电压稳定齐纳二极管VD7。 移相电容器 C1 必须设计用于在交流电路中运行。 例如，工作电压至少为 73 V 的 K17-400 型电容器是合适的。 这种整流器可以用在需要减小电子器件尺寸的地方，因为电容滤波器的氧化物电容器的尺寸通常比容量相对较小的移相电容器大得多。 所提出的选项的另一个优点是消耗的电流实际上是恒定的（在恒定负载的情况下），而在具有电容滤波器的整流器中，在接通时，启动电流显着超过稳态值（由于滤波电容器的充电），这在某些情况下是非常不希望的。 所描述的装置还可以与具有恒定负载的串联稳压器以及不需要稳压的负载一起使用。 只需半小时即可“膝上”搭建一个完全简单的无变压器电源（图 4）。
在该实施例中，电路被设计用于6,8V的输出电压和300mA的电流。 可以通过更换齐纳二极管VD4（必要时更换VD3）来改变电压，并且通过在散热器上安装晶体管，还可以增加负载电流。 二极管桥 - 任意，设计用于至少 400 V 的反向电压。顺便说一句，我们还可以回忆起“古老的”二极管。 D226B。 在另一个无变压器电源中（图 5），KR142EN8 微电路用作稳定器。 其输出电压为12V。如果需要调节输出电压，则将DA2芯片的1脚通过可变电阻连接到公共线，例如SPO-1型(具有线性电阻变化特性)。 那么输出电压可以在 12...22 V 范围内变化。 作为DA1微电路，要获得其他输出电压，需要使用合适的集成稳压器，例如KR142EN5、KR1212EN5、KR1157EN5A等。电容器C1必须是工作电压至少为300V的品牌K76-3、K73-17或类似产品（无极性、高压）。 氧化物电容器C2充当电源滤波器并平滑电压纹波。 电容器C3可降低高频噪声。 电阻器 R1、R2 - MLT-0,25 型。 二极管VD1...VD4可用KD105B...KD105G、KD103A、B、KD202E替代。 稳定电压为 5 ... 22 V 的 VD27 齐纳二极管可在电源打开时保护微电路免受电压浪涌的影响。
尽管理论上交流电路中的电容器不消耗功率，但实际上，由于存在损耗，电容器中会产生一些热量。 您只需将电容器连接到电源并在半小时后估计外壳温度，即可检查该电容器是否适合用作无变压器电源中的淬火电容器。 如果电容器有时间明显升温，则不适合。 用于工业电气装置的特殊电容器实际上不会发热（它们是为高无功功率而设计的）。 这种电容器通常用于荧光灯、异步电动机的镇流器等。 在负载电流高达 5 A 的 6 伏电源（图 0,3）中，使用了电容器分压器。 它由一个纸质电容器C1和两个氧化物电容器C2和C3组成，它们构成下层（根据电路）无极性肩，容量为100μF（电容器反串联）。 桥式二极管用作氧化物对的极化二极管。 根据所示元件额定值，电源输出端的短路电流为 600 mA，无负载时电容器 C4 两端的电压为 27 V。
便携式接收器的电源装置（图 7）可轻松装入其电池盒中。 二极管电桥VD1是针对工作电流而设计的，其限制电压由稳压二极管VD2提供的电压决定。 元件R3、VD2。 VT1 形成一个强大的齐纳二极管的模拟。 这种齐纳二极管的最大电流和功耗由晶体管 VT1 决定。 它可能需要散热器。 但无论如何，该晶体管的最大电流不应小于负载电流。 元件R4、VD3——用于指示输出电压存在的电路。 在低负载电流时，必须考虑该电路消耗的电流。 电阻R5向电源电路加载小电流，使其工作稳定。
淬火电容器 C1 和 C2 - KBG 型或类似电容器。 您还可以使用工作电压为 73 V 的 K17-400（适合 250 V，因为它们是串联的）。 输出电压取决于猝灭电容器对交流电的电阻、实际负载电流以及齐纳二极管的稳定电压。 为了稳定带有淬火电容器的无变压器电源的电压，可以使用对称除数器（图 8）。
当滤波电容C2充电至二极管VS1的开启电压时，它导通并分流二极管电桥的输入。 此时负载从电容C2接收电源，在下一个半周期开始时，C2再次充电至相同电压，重复该过程。 电容C2的初始放电电压不依赖于负载电流和市电电压，因此装置输出电压的稳定性相当高。 导通状态下二极管两端的电压降很小，功耗及其发热也比齐纳二极管小得多。 通过 dinisor 的最大电流约为 60 mA。 如果这个值不足以获得所需的输出电流，您可以“用三端双向可控硅开关元件或晶闸管给二极管供电（图9）。这种电源的缺点是输出电压的选择有限，由二极管的导通电压决定。
输出电压可调的无变压器电源如图 10a 所示。
其特点在于使用从模块输出到晶体管级联 VT1 的可调负反馈，该晶体管级联 VT2 与二极管电桥的输出并联。 该级联是一个调节元件，由单级放大器输出到VTXNUMX的信号控制。 输出信号VT2取决于由与电源输出并联的可变电阻器R7以及二极管VD3、VD4上的参考电压源提供的电压差。 本质上，该电路是一个可调并联稳压器。 镇流电阻的作用由淬灭电容C1起到，并联控制元件是晶体管VT1。 该电源的工作原理如下。 当接入网络时，晶体管VT1和VT2被锁定，并且存储电容器C2通过二极管VD2充电。 当晶体管VT2的基极电压达到等于二极管VD3、VD4上的参考电压时，晶体管VT2和VT1解锁。 晶体管VT1分流二极管电桥的输出，其输出电压下降，导致存储电容C2上的电压下降，并导致晶体管VT2和VT1截止。 这反过来又导致 C2 上的电压增加，解锁 VT2、VT1 并重复该循环。 由于负反馈以这种方式起作用，无论有负载 (R9) 还是无负载（空闲时），输出电压都保持恒定（稳定）。 其值取决于 R7 电位器滑块的位置。 发动机的上部（根据图表）位置对应较大的输出电压。 上述装置的最大输出功率为2瓦。 输出电压调节范围为 16 至 26 V，使用短路二极管 VD4 时为 15 至 19,5 V。负载上的纹波电平不超过 70 mV。 晶体管 VT1 以可变模式运行：有负载时 - 线性模式；空闲时 - 脉宽调制 (PWM) 模式，电容器 C2 上的电压纹波频率为 100 Hz。 在这种情况下，集电极VT1上的电压脉冲具有平缓的前沿。 正确选择电容C1的标准是获得负载处所需的最大电压。 如果减小其电容，则无法达到额定负载下的最大输出电压。 选择C1的另一个标准是二极管电桥输出端电压波形的不变性（图10b）。
电压波形具有电源电压的一系列整流正弦半波的形式，具有有限（平坦）的正半正弦波顶部，顶部的幅度是一个变量，取决于 R7 滑块的位置，并随着其旋转而线性变化。 但每个半波必须达到零，不允许存在恒定分量（如图10b中虚线所示），因为在这种情况下，就会违反稳定模式。 线性模式重量轻，VT1晶体管发热小，可以在很少或没有散热器的情况下工作。 R7 发动机的下部位置（输出电压最小）发生轻微发热。 怠速时，晶体管VT1在R7发动机上部位置的热状态恶化。在这种情况下，晶体管VT1必须安装在小型散热器上，例如，采用边长为30毫米、厚度为1...2毫米的方形铝板制成的“旗帜”形式。 调节晶体管VT1——中等功率，具有高传输系数。 其集电极电流必须为最大负载电流的2…3倍，允许的集电极-发射极电压不小于电源的最大输出电压。 作为VT1，可以使用晶体管KT972A、KT829A、KT827A等。 晶体管 VT2 工作在低电流模式，因此任何低功率 pn-p 晶体管都适用 - KT203、KT361 等。 电阻器R1、R2——保护。 它们可保护控制晶体管 VT1，使其免受设备连接到网络时的瞬态过流造成的故障。 无变压器电容整流器（图 11）可自动稳定输出电压。 这是通过改变二极管电桥与存储电容器的连接时间来实现的。 晶体管VT1与二极管电桥的输出并联，工作在按键模式。 VT1的基极通过稳压二极管VD3连接到存储电容C2，并通过二极管VD2将直流电与电桥的输出隔开，以防止VT1开路时快速放电。 只要C2上的电压小于稳定电压VD3，整流器就正常工作。 当C2上的电压升高并且VD3打开时，晶体管VT1也打开并分流整流桥的输出。 电桥输出端的电压突然降至几乎为零，导致 C2 上的电压下降并关断齐纳二极管和开关晶体管。
此外，电容C2上的电压再次升高，直到稳压二极管和晶体管导通等。 输出电压的自动稳定过程与具有脉宽调节功能的开关稳压器的操作非常相似。 仅在所提出的器件中，脉冲重复率等于 C2 上的电压纹波频率。 为了减少损耗，关键晶体管VT1必须具有高增益，例如KT972A、KT829A、KT827A等。可以通过使用更高电压的稳压二极管（串联低压链）来提高整流器的输出电压。 使用两个齐纳二极管 D814V、D814D 和 1 μF 的电容器 C2 电容，电阻为 250 欧姆的负载上的输出电压可为 23 ... 24 V。 同样，您可以稳定半波二极管电容整流器的输出电压（图 12）。
对于具有正输出电压的整流器，npn晶体管与二极管VD1并联，通过齐纳二极管VD3由整流器的输出控制。 当电容器C2达到与齐纳二极管打开的时刻对应的电压时，晶体管VT1也打开。 结果，通过VD2二极管提供给C2的电压的正半波的幅度几乎减小到零。 当C2上的电压降低时，晶体管VT1由于齐纳二极管而截止，导致输出电压升高。 该过程伴随着输入VD2处的脉冲持续时间的脉宽调节，因此，电容器C2两端的电压稳定。 在输出负电压的整流器中，必须与VD1二极管并联一个pnp晶体管KT973A或KT825A。 在电阻为470欧姆的负载下输出稳定电压约为11V，纹波电压为0,3…0,4V。 在这两个版本中，齐纳二极管均以脉冲模式工作，电流为几毫安，与整流器负载电流、淬火电容器电容分布和电源电压波动无关。 因此，其中的损耗显着降低，并且不需要除热。 关键晶体管也不需要散热器。 这些电路中的电阻器 R1、R2 限制设备连接到网络时瞬态期间的输入电流。 由于电源插头触点不可避免的“弹跳”，切换过程伴随着一系列的短路和断路。 通过这些短路之一，猝灭电容器 C1 可以充电至电源电压的全幅值，即高达约 300 V。在由于“弹跳”而导致断路和随后的短路之后，该电压与电源电压总计可达约 600 V。这是为确保设备可靠运行而必须考虑的最坏情况。 关键无变压器电源电路的另一个版本如图 13 所示。
市电电压经过VD1、VD4上的二极管电桥，转换成幅度约为300V的脉动。晶体管VT1是比较器，VT2是关键。 电阻R1、R2构成VT1的分压器。 通过调节R2，可以设置比较器响应电压。 待二极管电桥输出端电压达到设定阈值时，三极管VT1截止，栅极VT2有触发电压，截止。 电容器C2通过VT5和二极管VD1充电。 当达到设定阈值时，晶体管VT1打开并分流栅极VT2。 当电桥输出端的电压低于比较器的阈值时，钥匙关闭并再次打开。 因此，C1上设置了电压，该电压由积分稳定器DA1稳定。 根据图中所示的额定值，该电源可在高达 5 mA 的电流下提供 100 V 的输出电压。 该设置包括设置阈值VT1。 可以使用IRF730代替。 KP752A、IRF720、BUZ60、2N6517被KT504A替代。 HV-2405E芯片（图14）上可以构建用于低功率设备的微型无变压器电源，该芯片直接将交流电转换为直流电。
IC 的输入电压范围为 -15 ... 275 V。输出电压范围为 5 ... 24 V，最大输出电流高达 50 mA。 采用扁平塑料 DIP-8 封装。 微电路的结构如图15a所示，引脚排列如图15b所示。
在源电路（图14）中，应特别注意电阻器R1和R2。 它们的总电阻应约为 150 欧姆，功耗应至少为 3 瓦。 输入高压电容器C1可以具有0,033至0,1uF的电容。 几乎任何压敏电阻 Rv 都可用于 230.250 V 的工作电压。电阻器 R3 根据所需的输出电压进行选择。 如果没有它（输出 5 和 6 关闭），输出电压略高于 5 V，电阻为 20 kOhm，输出电压约为 23 V。您可以打开具有必要稳定电压（5 至 21 V）的齐纳二极管，而不是电阻。 除了电解电容工作电压的选择（计算公式如图所示）外，其余细节没有特殊要求。 考虑到无变压器电源的潜在危险，在某些情况下，折衷方案可能会令人感兴趣：使用淬火电容器和变压器（图 16）。
具有高压次级绕组的变压器在这里是合适的，因为所需的整流电压是通过选择电容器C1的电容来设置的。 最主要的是变压器绕组提供所需的电流。 为防止负载断开时器件发生故障，应在 VD1 ... VD4 电桥的输出端连接一个 D815P 齐纳二极管。 在正常模式下，它不工作，因为它的稳定电压高于电桥输出端的工作电压。 保险丝 FU1 在电容器 C1 击穿时保护变压器和稳定器。 在这种类型的电源中，在串联电容（电容器C1）和电感（变压器T1）电阻的电路中，可能会发生电压谐振。 在调整它们并用示波器控制电压时应记住这一点。 作者：V.Novikov
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