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无线电电子与电气工程百科全书 反激式脉冲电源的演变
这篇引起读者注意的文章专门介绍了反激式开关电源，广泛应用于电视、计算机和其他电子设备的电源。 此类来源在业余无线电爱好者中也很受欢迎。 本文将重点介绍在 KR1033EU10 和 VIPer-100A 微电路上组装的电源，以及使用专门软件包进行的计算。 PWM 控制器 KR1033EU10(iC3842) 开关电源 (SMPS) 早在上世纪中叶就已经普及。 如今，SMPS 几乎每年都会经历演进式的变化。 每类 SMPS 一旦占领了自己的市场，就会永远或至少在很长一段时间内保持在其中，并且它们几乎独立发展。 由于功率强大（150 W 或以上），通常使用桥式 SMPS。 反向运行 SMPS 通常用作低功率和中功率（高达 150 W）。 现在，此类来源的基本基础更新得如此之快，以至于普通无线电爱好者和国内无线电行业在很大程度上延迟了其发展中的这些变化。 文章[1033]中描述的集成PWM控制器KR5EU4605（国外模拟-TDA1）尚未引入国内家用电器，而在国外视频设备，特别是视频监视器中，其新品种已经广泛使用- UC3842、KA3842和UC3844、KA3844（分别为KR1033EU10和KR1033EU11的国内类似物）。 相对较新的 PWM 控制器从外观和根本上与原型没有什么不同，但进行了许多改进。 如果许多无线电爱好者已经在[2]中的“无线电”页面上见过原型，那么UC384X系列带有PWM控制器的SMPS的描述尚未发布，除了[3]，其中指定微电路以某种非常规的方式使用 - 作为降压开关电压调节器的调节器。 让我们简单考虑一下KR1033EU10（UC3842、KA3842）微电路（我们将继续称为EU10）与KR1033EU5（TDA4605）（简称EU5）的主要特性和差异。 两个微电路均采用塑料外壳 2101.8-1 制成（根据国外术语 - DIP-8）。 表中给出了 EU10 引脚的用途。
主要特点
EU10 PWM控制器与EU5一样，设计用于连接n沟道绝缘栅场效应晶体管，并且具有基本相同的功能。 请注意 EU10 的第一个功能。 EU5上的SMPS中的转换频率根据市电电压、微电路和开关晶体管的参数、脉冲变压器初级绕组的电感、负载的功耗等自动设置因此，当遇到不稳定因素时，转换频率会出现“浮动”：对于 EU5 上制造的任何 SMPS，仅取决于负载功率，其值可以从最大 18 kHz 到最高 70 kHz在最小负载下。 这一特点使这种开关电源的变压器设计变得有些复杂，因此，通常先对其进行近似计算和原型设计，然后根据实际负载的测试结果进行必要的调整。 在 EU10 微电路中，工作转换频率由连接到引脚 4 的外部频率设置 RC 电路设置。由于 RC 电路电阻器连接到 5 V 的内部精密参考电压源 - 引脚 8，因此无论各种不稳定因素如何，因素，工作转换频率是严格固定的。 在图中。 图 1 中，a 显示了频率设置电容器上电压 Uc 的指数形状，对应于 PWM 控制器（引脚 6 Uout）输出处的开关脉冲，如图 1 所示。 XNUMX、b.
为了表征 PWM 控制器的工作模式，可以方便地使用开关脉冲 D 的占空比 - 这是一个与其占空比相反的参数。 填充因子值始终小于一。 但不建议选择超过0,5[3]。 PWM控制器KR1033EU11（UC3844）的输出电路中额外引入了内部计数触发器，限制了占空比D≤0,5，但同时频率设置RC电路的计算量增加了一倍（相比于开关脉冲重复率）内部发生器的工作频率。 总结 UC384X 系列 PWM 控制器的总体简要描述，我们注意到 UC3843 与 UC3842 类似，UC3845 与 UC3844 类似，但它们设计用于较低的电源电压。 对于它们来说，在转换到“开”状态期间，各个样本的电源电压阈值电平为 7,8 ... 9 V（平均值 8,4 V），“关”状态 - 7 ... 8,2 V（平均值 - 7,6V）。 让我们解释一下 PWM 控制器噪声稳定性的概念（图 1）。 在toff期间，频率设置电容器从大约1,5V（内部比较器的低阈值）充电到大约2,75V的高阈值。此时，PWM控制器输出为低电平。 当电容器Uc上的电压达到上限阈值电平时，内部放电电路打开，电容器放电至大约0,75V。此时PWM控制器的输出电压进入单一状态。 然后在时间 tON 期间。 直到电容器两端的电压达到下阈值电平，开关晶体管才导通。 从图中可以看出，充电周期结束时电压为0,1…0,5V的干扰信号Up会导致放电电路过早工作以及内部发电机的误启动，如虚线所示。 此属性是此类 PWM 控制器的主要缺点，但可以通过多种方式显着削弱该属性。 首先，将容量约为 7 微法拉的陶瓷（低电感）电容器连接到微电路的引脚 8 和 0,1。 其次，它们满足了印刷电路板拓扑和SMPS设计的某些要求，从而降低了干扰信号的幅度，这将在后面解释。 第三，频率设置电容器的电容至少选择1000pF。 完全消除这一缺点的最可靠方法是将 PWM 控制器的工作频率与外部脉冲电压源同步，这在[4]中有详细描述。 EU10 之间的第二个主要区别是监控 SMPS 工作电流的方法。 在EU5中，变压器存储绕组中的电流变化是通过外部RC电路来模拟的，如果这些元件选择不正确，开关晶体管可能会失效。 EU10芯片中引入了一个特殊的电流控制比较器，它有两个输入——反相和非反相。 引脚 3 在内部连接至同相比较器输入。 在外部，开关晶体管的源电路中连接有电阻或变压器电流传感器。 一旦来自电流传感器的信号电压超过阈值1V（对应于晶体管漏极电路中的峰值电流值），比较器将关闭PWM控制器的输出放大器。 例如，对于漏极电流限制为 4 A 的晶体管，保护跳闸电平对应的峰值选择为 3,7 A。如果 SMPS 过载，则该跳闸将在每个脉冲中发生，从而防止损坏开关晶体管。 您可以通过改变晶体管漏极电路中电阻的阻值或改变电流互感器传感器的传输系数来调整电流保护操作的水平。 EU10 的最后一个、第三个功能是由第二个功能产生的，是调节 SMPS 输出电压的方法。 请注意，调节原理保持不变 - 脉冲宽度控制。 如果EU5通过次级绕组中的电压过零来控制下一部分能量的传输结束，然后给出这样的新部分以保持辅助通信绕组输出处的电压不变，并且因此，在负载情况下，EU10 的工作方式略有不同。 为了调节 SMPS 的输出电压，以及消除不稳定因素的负面影响，使用了误差信号放大器的输入 - 输出 2，并连接了变压器的附加辅助绕组，从而形成一个外部反馈环路，称为主控制环路。 放大器监视不稳定因素的干扰影响并校正开关脉冲的参数，使得通信绕组的输出端和负载处的电压保持恒定。 误差信号放大器的传输特性的频率和相位特性决定了其稳定性，由连接到引脚 1 的外部 RC 电路进行调节，引脚 XNUMX 在内部连接到该放大器的输出。 得益于这种微电路架构，开发人员能够使用引脚 1 远程或紧急关闭 SMPS（转移到待机模式 - 待机模式），并使用外部晶体管将其连接到公共电线。 如果将与输出电连接的光电传感器连接到该引脚，则会获得第二个输出电压控制电路，从而提高 SMPS 的稳定性能，此外还允许 SMPS 的“软”启动。 SMPS 输出电压的稳定过程如下。 微电路内部误差信号放大器的输出通过匹配电路连接到电流控制比较器的反相输入端。 电流传感器连接到比较器的非反相输入。 在电流比较器中，从每个开关脉冲开始的那一刻起，对这两个信号进行比较。 如果信号一致，则每个开关脉冲将在储能绕组中的电流达到所需峰值时停止。 在正常模式下，这种情况会比峰值电流达到开关晶体管漏极电流的极限值早得多。 反过来，峰值电流决定了变压器的工作功率。 电感为L的变压器的储能绕组中存储的能量由方程W=LIP2/2确定，如果此时停止能量的积累，当绕组中线性增加的电流达到所需的峰值IP时，次级电源电路将接收必要部分的能量。 此外，如果在主电源 U0 的恒定电压下我们比较两个版本的转换器，例如，它们的转换频率相差两倍，那么存储绕组的电感也应相差一个系数二。 为了改变锯齿波电流的上升率，这是必要的，由比率 U0 /L 决定。 因此，例如，如果在开关脉冲时绕组中的电流在转换频率为 100 kHz 时在 2 μs 后达到峰值，则在频率为 50 kHz 时，由于绕组中的电感加倍， 0 μs 后，电压 U4 相同。 两个选项的功率保持相同，因为在表征其的表达式 P=W/T（T=1/f 是转换频率的周期）中，分子和分母都将按比例变化。 但这些选项的变压器磁路尺寸会有显着差异：频率越高，相同功率所需的磁路越小。 类似地，当电感 L 恒定且电压 U0 变化时，时间间隔 tON 也会变化。 在此期间，能量积聚在变压器的初级绕组中，因为它与比率 U0 / L 成反比。 因此，每个脉冲中存储的能量保持恒定并且独立于不稳定因素。 希望更详细地研究 EU10 芯片器件的框图、功能描述和特性的无线电爱好者可以参考参考书[4]。 片上电源 KR1033EU10 建议的最简单版本的 SMPS 方案。 其基础是 PWM 控制器 KR1033EU10（UC3842、KA3842），如图 2 所示。 XNUMX.
开关电源主要参数
电源电压源以及低频和高频电源滤波器的制作与原型[2]类似，没有特殊功能，只是限制 SMPS 开启时的浪涌电流的元件是热敏电阻 RK1 具有负 TCS。 当开启时，它的电阻最大，然后随着它在器件消耗的电流的影响下升温，它会减小。 这有助于保护网络二极管电桥VD1在启动模式下免受损坏。 确实，如果快速重新启动，这种保护的有效性就会很低。 误差信号放大器电路中的分压器 R1 - R3 使用主控制环路来调节和稳定 SMPS 的输出电压。 电阻R6在启动模式下向微电路供电，此时其消耗的电流不超过1mA。 开关电源接通后，整流后的市电电压通过限流电阻R6供给微电路供电电路中的滤波电容C11。 当电容器上的电压达到微电路转换到“导通”状态的阈值水平（典型值 - 16 V）时，比较器被触发，并向 PWM 控制器的所有元件供电，之后内部参考电压源开启，然后开关脉冲发生器和输出放大器。 SMPS 从启动模式切换到工作模式，通过 VD5 二极管从变压器连接的辅助绕组向微电路供电。 微电路消耗的电流增加至 11 ... 17 mA。 如果市电电压下降，SMPS的输出电压和微电路的供电电压将逐渐下降。 由于稳定，输出电压的下降速率比输入电压小数百倍，但是，会有一个时刻，微电路电源电压达到切换到“关闭”状态的阈值电平（典型值为 10五）。 此时，比较器工作，控制器所有元件的电源关闭。 用于打开和关闭微电路的阈值电平（电源电压滞后）之间的差异（6V）对于防止启动模式下电源电路的随机切换是必要的。 开关脉冲的重复率（转换为 SMPS 的工作频率）由 R5C8 电路的参数决定。 为了使转换频率对应于计算值 f = 30 kHz，可能需要选择频率设置元件的值。 对于不同的工作频率如何确定频率设定元件所需的值将在后面讨论。 在设计上述版本的 SMPS 时，特别注意确保其噪声稳定性。 在很大程度上，控制器误差信号放大器以及 SMPS 的整体稳定性由 R4C5 补偿电路的参数决定。 以下元件起到相同的作用：二极管VD2，消除开关脉冲下降时相对于微电路公共电源线的负电压浪涌； 齐纳二极管VD3。 限制开关脉冲前端的“急剧”正电压浪涌； 电感L2和限流电阻R7，防止开关管在高频时自激。 陶瓷电容器 C9 和 C10 直接连接到微电路的引脚 7 和 8，显着提高了放大器的稳定性。 在电流传感器——电阻R11上，形成锯齿波电压脉冲，用于控制和保护电路，其峰值取决于开关晶体管的漏极电流。 漏极电流为 1 A 时，信号幅度等于 3,7 V。这可确保可靠地保护晶体管免受损坏。 与电阻器并联的氧化物电容器C13可显着衰减开关噪声，从而防止电流控制比较器的误操作。 电容器C7 具有相同的用途。 电容C6校正微电路3脚和4脚处的锯齿电压的斜率，显着衰减高频噪声，这也保证了控制器所需的稳定性。 需要采取同样有效的措施来降低 SMPS 中产生的干扰幅度。 其中安装在脉冲变压器上的静电屏蔽起着非常重要的作用。 如果安装开关晶体管的散热器没有连接到公共电线并且晶体管没有用云母板与它隔离，那么该散热器也会发出强干扰。 连接到开关晶体管漏极和输出绕组的导体中流动的脉冲电流会产生显着的干扰。 为了削弱它们，在所描述的SMPS中，晶体管通过短同轴电缆连接到变压器，并且连接整流器二极管和输出绕组的印刷导体被选择为具有最小长度和大横截面。 很明显，晶体管导通和截止时发生的开关过程对干扰的产生有相当大的贡献。 场效应晶体管中漏源极间电容的存在，以及变压器绕组中的分布电容和漏感，导致在晶体管关断的瞬间，出现“急性”的现象。其漏极上的显着电压浪涌，然后是指数衰减的高频信号。 如果不采取特殊措施，该信号的填充频率由变压器的漏感和晶体管的极间电容决定。 阻尼电路 VD4R10C12 与变压器的存储绕组并联，抑制该信号中的自由振荡，并将电压浪涌“绑定”到主电源。 通常，在反激式转换器中，带有或不带有串并联电阻器和二极管的附加电容器相对于公共线（源极）连接到开关晶体管的漏极。 这些元件不仅有效地抑制开关过程，而且有助于降低晶体管关断时漏极电压上升的速率，从而防止晶体管上瞬时功率的危险耗散，并传递最大工作组合安全工作模式区域的电流和最大工作电压。 在所描述的 SMPS 中，该功能由电感器 L3 成功执行。 整流后的输出电压通过 U 形滤波器馈送到负载，从而将输出电压纹波降低到所需的水平。 电容器C17高频连接SMPS的输出和输入电路，有效衰减产生的干扰，显着提高SMPS与电源电路所连接设备的电磁兼容性。 SMPS 的印刷电路板图如图 3 所示。 1,5. 它由 2 毫米厚的单面箔玻璃纤维制成，基本上重复了原型的设计 [XNUMX]。 例外的是板上留下的大面积连续金属化，这有助于提高器件的抗噪能力。
设备中使用了无缺陷的零件和元件。 电容器 C1 - K73-17，额定电压为 630 V，C2、C3 - K15-5、C12 和 C17 - K78-2 或 K15-5，额定电压至少为 1000 V。 氧化物电容器 C4 - K50-32 。 允许用国产K50-35B或进口同类产品替代。 对于电容器 C9 和 STO - KM-5，引线被缩短至最佳最小值，并从印刷导体侧面直接焊接到微电路的引脚 5,7、8 和 13。 氧化物电容C53-K14-11或其他钽电容C50-K35-14。 C16～C50采用进口氧化电容。 可以使用国产的，但尺寸稍大一些。 所有其他电容器 - 额定电压至少为 XNUMX V 的任何陶瓷电容器。 进口SCK105热敏电阻，其中前三个字母表示系列，第四、第五位数字表示25℃时的标称阻值，单位为欧姆，最后一位数字表示最大工作电流，单位为安培，是允许的更换国产类似参数。 除进口电阻R11外，所有电阻均为OMLT，其尺寸与国产OMLT-1大致相当。 微调电阻R2——SPZ-38b。 我们将 KTs405A (VD1) 整流桥替换为允许反向电压至少为 400 V、电流至少为 1 A 的单独二极管。二极管 D310 (VD2)，允许正向电流为 0,5 A、反向电压为20 V 可以用带有肖特基势垒的现代二极管代替，最大电流时的直流压降不超过 0,5 V。齐纳二极管 (VD3) 可以用稳定电压为16 ... 18 V。VD4 (KD257D) 中的脉冲二极管必须设计用于至少 50 kHz 的工作频率，最大反向电压为 1000 V，最大电流为 3 A。我们将替换 KD220B ( VD5) 二极管采用 KD220A 或其他具有类似参数的二极管。 整流二极管KD213B（VD6）的工作频率高达100kHz，可承受200V的反向电压和最大10A的电流。这种二极管的并联设计用于较低电流，无需均流电阻。允许的。 也可以使用现代二极管。 我们将KP707V2晶体管替换为进口类似物，最大漏源电压至少为700 V，允许漏极电流至少为4 A。将其安装在有效冷却面积为100 ... 200cm2通过两面涂有导热膏KPT-8的云母板。 电路板印刷导体一侧的晶体管漏极输出，将中心磁芯穿过铁氧体管后，用一根外径约为 5 mm 的短同轴电缆连接至变压器。 上图。 图3有条件地示出了连接电感器L3的起点和终点，但未示出电缆段的图像。 为了消除额外的干扰，电缆编织层应在严格规定的位置连接到公共电线：一方面，在 VD4 二极管和变压器端子 3 的连接点附近，另一方面，在公共零电位点R11C13。 铁氧体管通过绝缘垫圈从元件 R11、C13 下方的印刷导体一侧粘合到电路板上。 允许将线路滤波器L1的工业扼流圈更换为自制扼流圈。 它被缠绕在铁氧体环无线电磁带录音机0,35NM-1500NM上的两根导体MGTF 2000上，外径约为20毫米，直至充满。 电感器 L2 和 L3 分别是长 5 ... 7 和 10 ... 12 mm 的管子，由 DM-1,0 扼流圈等中使用的高频铁氧体制成。 以获得图中所示的电感值，对于 L2 扼流圈，PEVT 线一圈 0,41，对于 L3 - 两圈。 在笔者的版本中，使用了同类进口产品，但每个油门都需要转一圈（通过通道）。 扼流圈 L4 缠绕在一段由 10NN 铁氧体制成的直径为 35、长度为 40 ... 400 mm 的棒上。 其绕组包含 30 匝 PEV-2 1,5 线。 变压器T1的磁路由两半Sh12x20x21铁氧体M3000NMS2组装而成，用于电视机3（4）USCT等电视电源，中心杆上无磁间隙为2,4毫米。 绕组缠绕在带有接触引线的标准框架上，其编号与图中所示的相对应。 它们的执行方式如下。 首先，将初级绕组的第一部分缠绕 26 匝 PEVT 0,41 成两根线。 它由两层 0,05 毫米厚的清漆织物隔离。 25 匝 PEV-2 1,5 线的输出绕组缠绕在绝缘层上。 在这种情况下，将框架上存在的端子10、12和14去除，并使用绕组线作为端子，将其分别穿过端子10和12、12和14之间的槽。 在图中，引脚编号通常指定为10a和12a。 然后铺设两层绝缘层，并将初级绕组的第二部分缠绕在其顶部，包含 44 匝。 最后一个绕组是辅助通信绕组，由 12 匝直径为 0,15 ... 0,21 mm 的 PEVT 导线组成，将其均匀分布在框架的整个宽度上，并从上方覆盖另一层绝缘层。 粘合变压器的铁氧体板后，绕组与磁路一起被单层铜箔制成的静电屏蔽覆盖。 绕组的匝数由磁路和非磁隙决定，因此，对于另一个磁路，应重新计算。 SMPS 通过两线电缆连接到网络，电缆间隙连接有 PKn41 开关或 TV2-1 拨动开关以及 2 A 保险丝。 如果在变压器的制造过程中没有违反绕组的定相并且使用了可维修部件，则设备的调节就减少到使用调谐电阻器 R2 设置输出电压。 在没有预先选择的情况下使用 R5C8 频率设置电路的元件可能会导致工作频率与计算值略有偏差。 SMPS 中使用的大多数元件的类型和额定值是根据计算机辅助设计的结果确定的，这将在稍后讨论。 反向开关电源的设计特点 所描述的 IIP 可能会完全满足一位无线电业余爱好者，并且他会决定在不改变任何内容的情况下重复它。 但这种事件发生的概率非常非常小：根据业余无线电兴趣的范围，而且它们总是多方面的，您可能需要一个其参数与给定的参数有很大不同的信号源。 因此，在大多数实际情况下，有必要修改所描述的设备并对其进行某些改变。 生产无线电电子元件的意法半导体集团公司开发了一系列微电路，并在包括俄罗斯市场在内的世界市场上销售，商品名为 VIPer。 无需详细说明所使用的缩写，我们只注意到该产品是 SMPS 主要部分的集成版本，包括开关晶体管和 PWM 控制器。 正如开发人员所设想的那样，此类微电路应极大地方便 SMPS 设计人员和操作人员的工作。 与其分立版本相比，VIPer 开关 SMPS 的元件基础成本增加了一些（2...4 倍 - 取决于所选芯片），但完全被自动化设计的能力以及发生故障时只需更换芯片即可快速恢复。 对于基于 VIPer 微电路的 SMPS 的自动化设计，该公司开发了免费分发的软件包 VIPer Design Software。 该程序的最新版本（v2.12）容量为4 MB，可以从开发者网站下载。 该软件包（以下简称 DS（设计软件））可成功用于设计所述基于 UC3842 PWM 控制器的 SMPS 选项。 用户友好的界面使您可以在几分钟内完成如此复杂的任务。 在使用 DS 之前，我们先澄清一些与元件选择和 SMPS 中工作转换频率设置相关的设计特征。 必须记住，在脉冲反激式变压器中，磁路始终由中心杆（磁芯）上的非磁性间隙构成。 我们谈论的是带有 Ш 形板的变压器，以及现代 KB（RM 的国外类似物）磁芯 [5, 6]。 我们还要注意脉冲变压器对使用铁氧体的偏好，例如M3000NMS-2品牌，其名称中带有符号C。这是由这种材料制成的磁线能力的标志在强磁场中工作，与其他方法不同，这是由于特定损耗的负温度系数。 尽管效率降低并且变压器与其他元件的电磁兼容性变差，但无法拒绝无磁间隙。 首先，在强磁场中，间隙可以防止磁路饱和；其次，通过正确选择开关晶体管的工作模式，间隙的存在可以防止电流脉冲的幅度值过度增加。它的漏极电路。 因此，我们必须忍受损耗，并考虑到与转换工作频率的基波和高次谐波相关的噪声辐射强度在 100 kHz 之后相对较快地增加。 当然，也有一些磁性材料，其中磁畴通过非磁性物质彼此分开（例如，基于钼坡莫合金牌号 MP-60、MP-140、MP-160、MP-250、等），其中间隙似乎分布在磁路的整个工作体积上，因此原则上可以使用没有间隙的固体磁路。 SMPS 损耗的第二个来源是由于较高频率下场穿透深度的减小而导致绕组导体的电阻增加。 因此，为了减少这种现象造成的损耗，最好用几根平行的导体绕成绕组，其横截面积与原来的导体相当，但沿导体周边的侧面交叉-截面大几倍。 更准确地说，在这种情况下侧表面的增加与平行导体的数量的平方根成正比。 第三个损耗源与磁路的磁化反转有关。 最后，第四个损耗源是由于需要使用各种抑制瞬态开关过程的电阻电容器电路，以及 SMPS 中使用的无线电元件（氧化物电容器、场效应晶体管）的速度有限，整流二极管。 这些元件上的非正弦（脉冲）电压和大电流幅度（高达几安培）会导致它们产生显着的比重损失。 使用 DS 设计 SMPS 时必须考虑所有这些损耗。 由于变压器中的损耗会导致其绕组和磁芯发热，因此评估它们的标准之一是：在没有强制冷却的情况下变压器的允许温升，通常选择在 30... 50 °C，或损耗比重取等于变压器容量的 1 ...5%。 SMPS 的整体性能是根据效率来评估的。 在最好的情况下，其值可以达到 92...95%，在最坏的情况下 - 60...65%。 开关晶体管和整流二极管的选择 无需任何计算即可选择具有倍数余量的开关晶体管。 并且可以更理性地解决这个问题。 如何根据设计的SMPS的技术特性来确定开关晶体管必须对应的参数？ 不幸的是，DS 包并没有直接回答所提出的问题。 因此，我们首先考虑晶体管Uc漏极脉冲电压的形状（图4）。
根据初始数据，在市电整流器输出标称电压为220 V时，不考虑整流二极管和热敏电阻两端的压降，我们得到[7] U0 = 220√2 ≥ 310 V。此外，在晶体管的漏极处，整流电源电压 Uadm 上还有一些附加电压。 在国外文献和DS中它被称为UR（reflected-反射，诱导）。 脉冲变压器的几种变体的试验设计结果表明，其值总是非常接近DS中提出的默认值80 V。让我们展示如何确定附加电压的实际值。 电感器两端的电压与其中电流的变化率成正比：U = LΔI/Δt 或 U Δt = L ΔI。 由于稳定过程中晶体管导通和关断时的电流变化是相同的，因此图 4 中标记为 S+ 和 S- 的矩形面积为 XNUMX。 XNUMX. 计算它们的面积，我们得到方程Uo·D·T = Uadd(1-D)T 或变换后Uadd = Uo·D /(1-D)。 另一方面，根据能量传输过程的几何解释，次级绕组上的输出电压是初级绕组上变换后的附加电压： Uadd \uXNUMXd k Uout，其中 k \uXNUMXd wl / wout - 变换比率（wl、wout - 分别是初级绕组和输出绕组的匝数）。 严格来说，假设第一个周期中从网络获取的每一部分能量都在第二个周期中不留痕迹地转移到负载，如图 4 所示。 图XNUMX中的实线，并且同时传输恰好在晶体管导通的时刻结束，在某种程度上是有条件的。 实际上，SMPS 可以以两种模式运行：连续磁通模式和不连续磁通模式。 实际上，这意味着如果在开关晶体管导通时，绕组中的电流为零，则该模式对应于间歇流动模式。 否则，将发生连续流动模式。 上图。 图5示出了SMPS的元件中的电压和电流的图： Uc-晶体管的漏极处的电压； lc——开关晶体管的漏极电流； lw out——次级绕组中的电流； UH——负载电压。
连续电流模式对应于图5。 50、a. 其主要特点是晶体管在一定的漏极电流下导通。 与其他模式相比，该模式的优点是 SMPS 元件中的峰值电流最小，并且输出电压纹波最小。 如果通过将电源电压降至最低，脉冲占空比可能增加超过 XNUMX%，DS 会警告用户对计算进行调整。 这是由于单周期脉冲模式下磁路磁化的特殊性以及晶体管漏极电流幅度增加超过允许极限的可能性。 间歇电流模式如图 5 所示。 5、c. 能量传输过程完成后，二极管关闭。 在绕组中，脉冲电压下降时会出现阻尼自由振荡。 该模式的特点是 SMPS 元件中电流幅度最高，输出电压纹波最大。 最佳的一种是两者之间的过渡模式，如图 XNUMX 所示。 XNUMX B. DS 程序允许您控制晶体管上电流和电压的幅度、形状，以及确定设计的 SMPS 的工作模式以及任何可能的电源电压下的脉冲占空比值。 作用在晶体管漏极上的电压的一个显着增加是由漏电感（在 DS 中指定为漏电感）造成的。 它与变压器中的杂散场直接相关。 在开关脉冲作用期间，当晶体管打开时，能量不仅积聚在存储绕组中，而且还积聚在漏感中。 当晶体管关闭时，这种能量会在其漏极上产生额外的电压浪涌，如图 4 所示。 XNUMX 虚线。 为了限制它，使用了阻尼电路。 在 DS 程序中，您可以选择电阻电容电路 (RC Clamp) 或限流齐纳二极管 (Transil Clamp)。 漏感和相关电压浪涌的计算是一项非常困难的任务，因为需要考虑绕组的电感和匝间动态电容、变压器磁路中的非磁隙、绕组、其执行的设计参数以及许多其他因素。 DS程序使用一些漏感平均值，如有必要，用户可以强制更改该平均值。 SMPS 设计的每种特定情况下的电压浪涌限制水平可以在波形窗口（波形图）中进行控制，并在根据最大允许漏源电压选择晶体管时予以考虑。 在DS中选择整流二极管并不困难。 OUT 窗口提供有关其参数的必要信息：正向和反向电流、正向压降和最大允许反向电压。 反向开关电源的自动化设计 因此，打开计算机并运行 DS 程序。 监视器屏幕上会出现初始屏幕几秒钟，然后打开一个窗口（图 6）。 默认情况下，程序会加载名为“Default.vpa”的“准备”项目。
将鼠标光标移至屏幕上的蓝色按钮Input（输入）处，监视器屏幕上会弹出提示：Edition of AC LineParameter（编辑交流线路参数）。 我们按下按钮。 监视器屏幕上出现输入参数窗口，如图 7 所示。 XNUMX.
在“线路频率”部分中，设置 50 Hz，在“交流输入范围”部分（输入交流电压间隔）中使用滑块，或者将光标放在相应的窗口中后 - 通过从键盘键入， - 设置最小电压（最小电压）和最大电压（最大电压），第一个 - 精度为 5 V，第二个 -10 V。您可以通过键盘设置任何电压，精度为 1 V。对于大多数设备，电源允许的变化电压被认为是标称值的 -10 ... + 5% 或按增加间隔的方向舍入后 - 195 ... 240 V。您可以将间隔设置得更宽一些，但在任何情况下，您不应将其保留为默认设置，因为它越大，对所使用的元素基础的要求越严格。 然后，在同一窗口中，转到输入纹波部分（输入电压纹波的幅度）并设置其所需的值。 电源整流器的滤波电容器的电容和输出电压纹波的幅度将取决于该参数，而该参数又取决于负载电流和输出滤波电容器的电容。 可接受的纹波值为 10 ... 30 V。设置 30 V，然后按“完成”按钮 - 完成（如有必要，您可以使用“取消”按钮取消所做的更改）。 输入参数窗口会自动关闭，系统会进行一些调整：例如市电整流滤波电容的容量会发生变化。 在下一个设计阶段，我们继续设置工作转换频率并预选开关晶体管，为此我们按下 VIPer 按钮。 在出现的窗口VIPer and RegulatoryParameters（VIPer和调节参数）（图8）中的Select your VIPer窗口（选择VIPer）中，我们调用产品的下拉列表并选择VIPer 100A。 现在，在其名称下方，将显示主要参数： Rdson：2,8 Ohm（导通状态下漏极-源极部分的电阻）； Idlim：3,0 A（漏极电流限制）； Vdmax：700 V（最大漏极电压）。 在Around VIPer部分（“around”VIPer），ReflectedVoltage（反射电压）的值由系统设置，Swichingfrequency（开关频率）设置为等于30kHz。 这将减少损耗并避免稀缺部件，尽管为了最小化变压器的尺寸，最好使用更高的频率 - 高达 100 kHz。 法规部分保持不活动状态并且不可编辑。 这只有在引入次级控制回路之后才能完成。 单击“完成”按钮（完成）。 窗口将自动关闭。
之后，转到绿色的“退出”按钮。 在打开的Parameters Main Output窗口中（主输出电压源的参数）（图9），继续编辑Output Power部分：在Voltage窗口中，设置27 V； 在“电流”窗口中，我们拨打 3 A； 在“最小电流”窗口中，我们将程序设置为 0 mA，这假定能够在空闲模式下运行。
接下来，编辑输出类型部分（输出过滤器）。 您可以保留默认的自 U 形 LC 滤波器。 如果选择直接（滤波器-与负载并联的电容器），则可能需要非常大的电容器。 如果选择Vreg（电压调节器），则输出端将安装一个额外的集成线性电压调节器。 在这种情况下，您必须指定 Dropout 值（稳定器两端的电压降）。 有标准（标准）、低压差（低）和半低压差（中）可供选择。 将输出过滤器保留为 Self。 让我们继续编辑输出电压纹波的值 - 输出纹波部分：在 First Cell Ripple（第一级纹波）窗口中，设置 0,3 V，Second Cell Ripple（第二级纹波）- 0,1 V。完成上述所有操作后，单击“应用”按钮。 程序将立即计算输出电路元件的参数并呈现整流二极管的计算结果：Vdrop：906 mV - 正向压降，Vrmax：150 V - 指定元件的像素的最大反向电压部分）， Ploss：3 W——二极管上的损耗； 规格 Max@125 °С - STPR520 二极管在指定温度下的参数：Vf：990 mV - 正向压降，If：5 A - 允许的正向电流，Vr：200 V - 限制反向电压； Ir：50 uA @ 25 °C 是指定温度下的最大反向电流。 根据参考书，我们选择了与KD213B相近的国产同类产品。 应该注意的是，由于脉冲电压的形状与曲折电压非常不同，参与形成 27 V 相对较低电压的整流二极管会经历明显较高的反向电压（约 150 V）。选择二极管时请考虑这一事实。 完成此设计阶段后，单击打开的“参数主输出”窗口中的“确定”按钮，然后将其关闭。 最后一个设计阶段是编辑脉冲变压器的参数。 单击灰色的 Transformer 按钮，之后将打开 Transformer Design 窗口（变压器设计），如图 10 所示。 XNUMX.
该窗口包含两个主要部分：TransformerParameter（变压器参数）和Transformer Outlook（变压器输出），其内容对应于变压器，其标准尺寸在Core Size部分（磁芯尺寸）中指示。 该程序根据“核心选择标准”部分中的默认损耗标准“温度增加”，使用尽可能小的核心尺寸。 与此标准相反，在指示其值的同一行中设置一个复选框：目标 40°С（允许）和实际 34,8°С（实际）。 同时，次要标准Dissipated Power（耗散功率）的值对应Target 2%、Actual 2,2%。 后者由于超出了既定标准，在窗口中显示为红色背景。 如果您选择第二个标准作为主要标准（重置其名称对面的复选框），然后单击“应用”按钮，变压器参数将立即更改 在“核心尺寸”部分的“几何形状”窗口中，每个板的尺寸按以下顺序显示：宽度/高度/厚度 E36/18/11 E 系列（E 系列的几何形状 - W 形板的国外类似物） 。 几乎相同的尺寸有国内对应的W 10x10。 如果您使用它，可以跳到下一节。 如果没有这样的磁芯，但有Ш12x20x21由M3000NMS2铁氧体制成，用于3（4）USCT电视等电源，则需要重新计算变压器参数。 为此，在“核心大小”部分中，选中“固定”窗口中的复选框，然后单击“编辑”按钮，然后将出现“核心大小”窗口（图 11）。
我们保持E系列磁路的形状不变（如果需要，在同一窗口中，您可以从建议列表中选择另一个磁路，例如RM10系列）。 接下来，在几何窗口中，我们选择接近现有 E42/21/20 的标准尺寸。 单击“确定”按钮，然后“核心大小”窗口将关闭。 现在在Core Size部分，您可以读取所选磁路的参数：Ae 236 mm2（横截面积）； Le 98 mm（磁力线平均长度）； Lm 85 mm（平均线圈长度）； W 200 mm2（窗户截面积）； Ve 23100 mm3（磁芯体积）。 请注意：增大尺寸后，非主要标准耗散功率对应的红色横幅消失了 - 之前其实际值 2,2% 超出了要求值，但现在已恢复正常，达到 1,4%。 让我们继续讨论核心材料部分的内容。 默认情况下，程序提供：类型 N27，供应商 SIEMENS（来自 SIEMENS 的铁氧体等级 N27）。 将其参数与手册[3000]中给出的国产M2NMS8铁氧体的特性进行比较，我们发现它们非常吻合。 如果必须使用其他铁氧体，则应选中“User Defined”窗口（由用户定义）中的复选框，然后单击“Edit”按钮，之后将出现“Transformer Core Material”窗口（变压器磁芯材料），如图所示如图。 12.
它能够选择铁氧体的制造商和品牌，其参数显示在同一窗口中。 值得注意的是，无论您选择哪种铁氧体，初级电感参数的值（见图 10）都保持不变。 有关变压器绕组的信息，请参阅变压器展望部分（变压器输出参数）。 现在它们可以被重写（或者打印在打印机上，有这样的机会）并进行实际实施。 与任何其他不稳定因素一样，一些计算错误将由 PWM 控制器的自动控制单元消除，但这会降低 SMPS 针对其他干扰影响的稳定性裕度。 因此，最好不要急于对计算机辅助设计的结果进行修正，使其尽可能接近真实的结果。 设计结果的更正 让我们再次转到 Transformer Design 窗口，如图所示。 十。 在导线选择并联导线（选择绕组中的并联导线）部分中，保留程序在单线（单导线）项上设置的默认复选框，这将对应于绕组中单导线的使用。 如果您选择项目//电线（平行导体），并在相应的窗口中将系统安装的 10 根导体修正为另一个预期数量，则程序将使用新的初始值重新计算变压器绕组。 所有绕组可以使用相同直径的导体。 为此，只需在“单一直径”框中打“勾”，然后按“应用”按钮即可。 我们将限制自己使用各种直径的单导体。 现在，在“变压器展望”部分中，您可以阅读有关所有绕组的参考信息：输入 AWG20 75T 1W（初级 - 根据 AWG 标准的 20 号线，单线 75 匝），辅助 AWG42 13T 1W（辅助 - 42 号线） ，13 匝），输出 AWG 13 26T 1W（输出 - 线号 13，26 匝）。 要找出以毫米为单位的电线直径，请转至 AWG 详细信息部分，然后单击三个彩色按钮之一，其颜色与绕组的颜色相匹配。 在 AWG 详细信息标题中，出现相应的绕组名称，下面是其几何和电气参数。 例如，对于辅助绕组（Aux）Ø64 um Iso 76 um； 导通电阻=6,9R； Rac × 6,9 R（直径 - 64 微米 × 0,064 mm，绝缘层 - 0,076 mm；直流电阻 - 6,9 欧姆；交流电阻 - 6,9 欧姆）。 在变压器使用（变压器使用）部分中给出了主要规范，描述了设计变压器时必须提供的一些储备。 其中包括窗口系数利用率（窗口部分填充系数），默认情况下不应超过 80%，以及相对于 Bsat 380 mT 饱和模式下的感应的 Bsat 裕度（磁路中的最大感应裕度）——至少 25%。 通量密度 116 mT 经计算仅为最大可能值的 30% 左右，即裕度为 70%，满足裕度要求。 如此低的磁感应强度是由于此处所示的非磁性气隙（等于 2,28 毫米）造成的。 根据设计算法，程序计算出本例中初级电感的电感量应为0,73 mH。 但如果我们对设计结果采取批判性的态度，就需要提前考虑到计算中的误差。 铁氧体产品的参考书表明，其电磁参数可能与给定值相差±25%。 因此，最好不要依赖偶然性，不要使不稳定因素的复杂性加上额外的干扰影响，而应修正设计结果。 这首先适用于变压器初级绕组的电感。 由于在开发 SMPS 时，无线电爱好者可能会使用具有非磁隙的磁路，该磁路与计算出的磁隙不同。 这种情况还表明需要考虑初级绕组的实际电感。 已知的数学公式不允许高精度地计算初级绕组的电感，因为它们没有考虑非磁性间隙对磁路材料的有效磁导率的强烈影响。 因此，最容易在可用磁路上缠绕匝数为 wprobes 的测试绕组。 测量其电感Lprobe，然后计算给定电感L所需的匝数w：w = wprobe√ L/L 样品. 显然，绕组的电感对导体直径的影响很小。 可能发生的情况是，无线电爱好者没有系统所需的绕组线范围，但有一组不同直径的电线可以用来制作变压器。 例如，对于初级绕组，程序建议使用直径为0,812毫米的导线。 此外，在 30 kHz 的转换频率下，您将无法“强制”程序切换到并行导体。 然而，在大多数电视电源的脉冲变压器中，绕组都是由几根平行的导体制成的。 让我们在计算机辅助设计系统之外执行此操作。 根据侧面相等的条件，使单个平行导体的周长相等，我们确定它们的直径：d2≤d1/2-0,41mm。 变压器初级绕组的电感，包含 26 匝两根 PEV-2 0,41 导体，缠绕在由变压器板 Ø12x20x21 制成的磁路上，中心杆上有 2,4 mm 的非磁性间隙，结果为 103微赫。 为了获得所需的 730 µH 电感，绕组应包含大约 70 匝。 按比例调整程序推荐的剩余绕组：w2 = (70/75) 13 -12 匝； wvyx \u70d (75/26) 24 - XNUMX 回合。 按照给定参数制造的变压器初级绕组的实际电感约为770μH，与计算结果吻合较好。 对于输出绕组，该程序建议使用直径为 1,8 mm 的导线，而直流电的绕组电阻为 25 mΩ，交流电的绕组电阻为 38 mΩ。 不幸的是，作者没有可用的所需电线，因此必须用现有的不同直径（1,5 毫米）的电线进行更换。 绕组电阻不可避免的增加以及输出电压的相应降低必须通过增加匝数 25 来补偿。计算出的变压器温升有显着的余量（15,5°C 与允许的温度相比） 40°C）让人有理由希望这种修正的有效性。 完成变压器的计算后，我们确定附加电压 Udop = (70/25) 27 = 75,6 V，并考虑到效率 - 81,6 V，这非常接近程序设置的电压，因此也接近于VIPer窗口（参见图8）可能不会被退回。 我们转向开关晶体管的选择。 在 DS 工具栏上，单击“波形”按钮（示波器），出现如图 13 所示的窗口。 XNUMX，其中可以选择同时观察多达四个不同的 SMPS 参数。
我们保留系统提供的两个窗口用于查看波形图，在第一个窗口中，我们将显示依赖性 Idrain = f(Vin)@Pmax（最大功耗时漏极电流对输入电压的依赖性），并且在第二个 - Vdrain = f(Vin)@Pmax（最大功耗时漏极电压与输入电压的关系）。 通过使用滚动条上的滑块更改输入电压，您可以探索这些参数转换的本质。 从这些图中，可以得出以下结论：对于电源电压和负载参数的所有允许变化，设计的 SMPS 在间歇电流模式下运行 - 波形图窗口右上角的铭文还表明了这一点; 最大市电电压时开关管漏极电流幅值为2,7A； 在最小电压下，电流幅值保持不变，开关脉冲的占空比从0,18增加到0,24； 晶体管漏极的最大电压（在最大电源电压下）达到 640 V。 所得结果使我们得出结论，对于设计的 SMPS，允许使用场效应晶体管 KP707V2 或其他晶体管，其中最大漏极电流为 4 A，最大漏源电压为 700 V。 为了获得 SMPS 的自动化设计结果，只需单击 DS 工具栏上的 BOM（物料清单）按钮即可（见图 6），之后将出现 BOM 列表窗口（图 14） 。 如果需要打印元素列表，请单击“打印”按钮。
回想一下，计算是针对 VIPer 开关 SMPS 进行的，但实际上它是在 UC3842 PWM 控制器的基础上组装的。 尽管它们有很多相似之处和相似之处，但仍然存在不容忽视的显着差异。 这是因为在第一种情况下，频率设置电阻器直接连接到+15V微电路的电源，而在第二种情况下，频率设置电阻器直接连接到+5V稳定电压的内部源。因此，为了在平均值占空比D = (30 + 0,18)/0,24 = 2时提供所需的开关脉冲频率f = 0,21 kHz，有必要校正频率设置RC电路的额定值。 UC3842 芯片中的振荡器频率取决于 RC 电路的额定值，其比率为 f-1,72 / RC。 开关晶体管保持关断状态的时间 tOFF（见图 1）与脉冲周期 T 和占空比 D 相关，关系式为 tOFF = T(1-D)。 另一方面，这个时间也由RC电路的参数决定：tOFF = RCIn[(0,00063R-2,7)/(0,00063R-4)]。 将这些公式代入，然后增强最后一个等式，我们得到方程 R = {2,7-4exp[(1-D)/1,72]}/ /{0,00063[1-exp[(1-D)/1,72 ,XNUMX]] }。 根据所需的平均占空比 D = 0,21，我们得到 R = 9,889 kΩ 和 C = 5798 pF。 也许开关电源的测试接通会表明它们需要一些调整。为了排除开关脉冲的频率和占空比与计算值的显着偏差，我建议使用数字测量设备来选择电阻器和电容器与所需的值。 所开发的设备可以进行改进，例如，使用钼坡莫合金添加 PWM 控制器的工作频率与外部脉冲电压源的同步、SMPS 的远程关闭、次级输出电压控制环路和软启动，以及现代 GAMMAMET 磁路 [9]。 文学
作者：S. Kosenko，沃罗涅日
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