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无线电电子与电气工程百科全书 焊接电流逆变源。 有电磁元件维修及计算经验。 无线电电子电气工程百科全书
逆变焊接电流源（IIST），有时不完全正确地称为高频电流源，与传统变压器电流源相比具有明显的优势（质量和体积较小，负载特性优异），但在我国并未广泛使用。 最有可能的是，由于成本高昂，大多数潜在消费者难以承受。 许多无线电爱好者尝试创建自己的 IIST。 然而，这条道路上出现了重大困难，主要与缺乏开发电流和电压值远远超出通常限制的能源密集型设备的经验有关。 作者分享了他在工业制造的IIST修复中的经验，这需要选择故障功率元件并对电路进行相当大的改变。 给出了IIST主要电磁元件的计算方法。 在一个美好的时刻，一台 1988 年发布的有故障的卡斯特林共晶 RytmArc 焊机落入我的手中。前主人不再相信该设备可以修复，因此将其作为备件送给了我。 经检查，该装置是面向家用的低功率单相IIST系列的典型代表，是根据该类装置的典型单周期正激半桥逆变电路制作而成，适用于使用 5...140 A 直流电的手动电焊，相对焊接持续时间高达 100% 焊接/暂停周期。 在最初的版本中，逆变器采用强大的高压双极复合晶体管 ESM2953 构建，但失败了。 几个功率较低的晶体管也出现了故障，有些部件根本就缺失了。 在这种情况下，最合理的决定似乎是购买新的晶体管并用它们替换烧毁的晶体管。 然而，找到所需晶体管的贸易公司以每件 65 美元的价格提供它们，但需购买整包 - 50 件。 当然，这个选择行不通，我不得不寻找替代方案。 我们选择了 IRG1PC4U 绝缘栅双极晶体管 (IGBT [50])，该晶体管可免费零售，每个售价 14 美元。 与 ESM2953 不同，IRG4PC50U 晶体管的集电极电气连接至其散热器底座。 因此，决定将每个 IGBT 安装在尺寸为 30x25x4 mm 的铝板上，并通过 0,5 mm 厚的云母垫片将后者压到主散热器上。 由于无法获得所需厚度的云母，垫片由几层较薄的材料制成，并用导热膏“粘合在一起”。 为了推出 IIST，需要开发和制造用于控制 IGBT 的新驱动器以及用于对电源整流器滤波电容器充电的限流器的丢失定时器。 幸运的是，控制单元板不需要维修。 修复后的设备已经完美运行了四年多。 修复后的IIST方案如图1所示。 如图2所示，拆盖后的外观如图XNUMX所示，其中标出了主要元件。 由于缺乏工厂文件，元件的项目名称与“品牌”元件不匹配。
本 IIST 中使用的技术解决方案是此类设备的典型技术解决方案。 对于那些要自己修理甚至建造此类设备的人来说，更详细地熟悉其设备是很有用的。
当开关SA1闭合时，向变压器T220的初级绕组提供50V、1Hz的交流电压，为IIST的所有电子元件（逆变器本身除外）供电，并通过电阻R1，限制初始电流浪涌，送到并联的两个二极管电桥VD1和VD2的整流器。 整流后的电压纹波由氧化物电容器 C2 平滑。 该电容器充满电大约需要 1 秒后，定时器被触发（其电路如图 3 所示），继电器 K1.1 的触点闭合并联电阻 R1，将后者排除在从电容器消耗的电流的电路之外。网络，从而消除无用的能量损失。
事实上，在IIST中安装了两个相同的继电器作为K1，其绕组和触点并联。 另一个继电器 K2 根据来自控制单元板的信号打开和关闭风扇 M1。 温度传感器是安装在大功率晶体管散热器上的温度-电流转换器VK1。 IGBT VT1 和 VT2 上的逆变器将整流后的电源电压转换为约 30 kHz 的脉冲频率。 变压器 ТЗ 在焊接电路和网络之间提供电流隔离。 选择其变压比，使得次级绕组上的脉冲幅度是 IIST 指定开路电压的两倍。 有关单周期半桥逆变器工作原理的详细信息可以在例如[2, 3]中找到。 电流互感器T2串联在变压器TK的初级绕组电路上，用于控制流过这里的电流。 在高频开关逆变器中，变压器的磁化电感和漏电感以及装置的寄生电感会积累大量的无功能量。 将其转化为热量会导致设备效率显着降低。 因此，使用特殊的电路解决方案，他们尝试将累积的能量转移到负载或恢复 - 返回到电源。 在电源开关状态发生变化的时刻，每个电感（包括寄生电感）都成为自感电压脉冲源，这对于幅度转换器的元件来说通常是危险的。 带或不带二极管的阻尼 RC 电路旨在降低这些脉冲的幅度。 为了减少对 IIST 运行有害的漏感，建议使用具有环形磁芯的变压器，并且经过深思熟虑的设备布局可减少安装电感。 变压器TZ的次级绕组的电压对位于四个二极管组件VD7-VD10（每个两个二极管）中的二极管上的半波整流器进行整流。 电感器 L1 串联到焊接电路，用于平滑整流电流。 控制单元为 IGBT 逆变器产生开启脉冲，调整其占空比，使 IIST 的外部负载特性满足高质量电焊的要求。 控制器输入接收电压（来自整流器输出）和电流（来自电流互感器 T2 的次级绕组）的反馈信号。 可变电阻R2调节焊接电流。 上图。 图4示出了驱动电路，该驱动电路将控制单元产生的脉冲放大至控制IGBT VT1和VT2所需的幅度。 它的开发目的是为了取代修复前控制 IIST 中安装的双极晶体管的驱动器。
变压器 T1 将两个相同驱动器通道的输入电路与控制单元以及彼此之间隔离。 在这种情况下，作为绝缘元件的变压器相对于光耦合器具有不可否认的优势，因为通过正确选择参数，它会自动将到达 IGBT 栅极的脉冲持续时间限制为一个值，在该值下，电源变压器TK尚未饱和（见图1）。 隔离变压器的次级绕组II和III以通道同相工作的方式连接，这是单端逆变器正确运行所必需的。 考虑通道之一的操作 - 根据该方案的上部通道。 来自变压器 T1 绕组 II 的脉冲通过电阻器 R1 被馈送到组装在 DD1 芯片上的整形器的输入端。 晶体管VT1和VT2上的功率放大器为IGBT的栅极和发射极之间相当重要的电容特性提供快速充电和放电。 电阻R9防止由连接线的电感和IGBT的输入电容形成的电路中的振荡。 整流器和电源稳压器组装在二极管电桥VD1和DA1微电路上。 整流器的交流电压来自变压器 T1 的独立隔离次级绕组（见图 1）。 制造驱动器时，应特别注意其通道之间的绝缘质量。 它必须承受超过电源幅度两倍的电压。 当开始IIST的独立开发时，我们必须面对许多在维修过程中不会出现的问题——所有这些问题都已经被开发商和制造商以这样或那样的方式解决了。 最大的困难与选择在相对高的电压下切换大电流的半导体器件有关。 逆变电路的正确选择及其电磁元件的计算和设计非常重要。 在缺乏开发经验的情况下，努力重复“磨合”解决方案是合理的。 由于实际上没有任何文献可以找到现成的、经过验证的 IIST 设计方法，这一事实使问题变得更加复杂。 例如，在[3]中，介绍是如此简洁，以至于可用的计算实际上不可能扩展到开发焊接源的具体问题。 在下面提供的材料中，详细介绍了计算比率的结论。 作者表示，这将使无线电爱好者能够更好地理解 IIST 电磁组件中发生的过程，并在必要时纠正所述方法。 在焊弧等负载急剧变化的情况下，单周期正激半桥逆变器具有优势。 它不需要平衡，不会受到电流等疾病的影响，一个相对简单的控制单元就足够了。 与反激式逆变器不同，其元件中的电流形状是三角形，而正激逆变器中的电流形状是矩形。 因此，在相同的负载电流下，正激式逆变器中的电流脉冲幅度几乎要小两倍。 电力变压器计算 所有单周期逆变器的一个共同特征是在电力变压器磁路的一侧磁化的情况下运行。 当磁场强度从零变化到最大值或反之亦然时，磁感应强度B在从最大Bm到剩余Br的范围内变化。 在图中。 图5示出了单周期正向半桥逆变器的简化图。
当晶体管VT1和VT2打开时，初级电压源的能量通过变压器T1传输到负载。 变压器的磁路沿正向磁化（图1中的2-6部分）。 晶体管闭合后，负载中的电流由电感器 L1 存储的能量支持。 此时，电路通过VD4二极管闭合。 在绕组I自感电动势的作用下，二极管VD1和VD2断开，磁路的退磁电流流过它们（图2中1-6部分）。
磁路中的感应仅改变ΔB1 = Bm-Br1，这远小于推挽式逆变器中可能的2Vm值。 然而，在零场强下，只有在没有非磁隙的磁路中，感应才会等于 Br1。 后者会将残余感应降低至Br2值。 从[4]可以看出，新的剩余磁感应强度值对应于原始磁化曲线与从原点以角度 θ 绘制的直线的交点：
其中μ0为绝对磁导率（磁感应强度与真空中磁场强度的比值，物理常数等于4π-10-7 H/m）； lc 是磁力线的平均长度； δ是非磁性间隙的长度。 由于引入长度δ的气隙，磁路中的感应范围将增加至ΔВ2=Вm-Br2。 我们的行业不专门为 IIST 生产磁芯。 要制作逆变器电源变压器，您可以使用专为电视线路变压器设计的磁芯。 例如，来自TVS-40LTs18变压器（用于ULPST电视）的PK90x2磁芯，其横截面为2,2cm2，窗口面积为14,4cm2，磁力线平均长度为200mm。 它由锰锌铁氧体 M3000NMS1 制成，专为在强磁场中工作而设计，如型号 [5] 中的索引 C 所示，并具有以下磁滞回线参数：Bs=0,45 T（在 H=800 A/ m)，W=0,33 T（在 H=100 A/m 且 T=60 °C 时），Bg=0,1 T，Hs=12A/m。 在单向磁化条件下，无间隙组装的磁路中的感应范围不会超过0,23特斯拉。 让我们给自己设定一个目标，使用无磁间隙将残余感应降低到0,03 T，这将使感应范围增加到0,3 T。 假设当场强从 -Нс 变化到零时，依赖关系 B=f(H) 实际上是线性的，我们发现从 0 到 Br2 部分的感应变化。 为此，我们在 Br2 处画一条水平线，直到它与磁化曲线相交，并找到磁路中与该感应相对应的负磁场强度 -H1=8,4 A/m。 在我们的例子中
从（1）我们找到非磁隙的长度：
最大感应时间隙中的场强 Vm=0ZTl
磁路的磁化安匝数
在空闲模式下，逆变器的输入电压（U1，见图5）等于网络的幅度值（310 V）。 考虑到关键晶体管的压降和绕组的有源电阻，我们可以假设变压器初级绕组上施加300V的电压，源在空载时的空载输出电压模式应为 50 V。 将针对脉冲持续时间等于周期一半的情况进行计算，该情况对应于磁路中的最大感应范围。 在这些条件下，需要 100 V 的次级电压脉冲幅度（开路电压所需值的两倍）。 因此，电源变压器的变压比必须等于
需要说明的是，这里没有考虑变压器绕组漏感的影响。 它的存在导致开路电压高于计算值。 次级绕组电流的有效值具有矩形脉冲的形式，与平均值相关，等于焊接电流 iCB，其比率为
其中 λ 是脉冲持续时间与其重复周期（占空因数）的比率。 iCB = 140 A 且 λ = 0,5
初级绕组电流有效值（不包括励磁电流）
初级绕组中负载电流脉冲的幅度
在 30 kHz 频率下，铁氧体磁芯中的能量损耗可以忽略不计。 由于电流向导体表面的位移，导致其有效横截面减小，因此绕组线中的损耗随着频率的增加而增加。 这种现象称为表面效应或集肤效应。 频率越高、导体直径越大，其表现得越强烈。 为了减少损耗，使用了细绝缘导体的绞合线 - 利兹线。 为了在 30 kHz 频率下工作，每个直径不应超过 0,7 mm [3]。 一圈的电动势由下式计算
其中 dФ/dt 是耦合到线圈的磁通量的变化率； ΔB——磁路中的感应范围，T； Sc——磁路横截面，cm2； tM——脉冲持续时间，s； f——脉冲重复率，Hz。 可以通过公式找到适合磁路窗口的匝数
式中S0——窗口面积，cm2； - 其填充金属丝的系数（我们取0,25）； ieff——有效电流值； J为绕组中的电流密度，A/mm2。 为了确定磁路的参数，我们引入一个条件值，该值等于绕组上的电压幅值与流过绕组的电流有效值的乘积。 由于它具有权力的维度，我们将其称为条件权力
在我们的例子中
让我们取变压器绕组中的电流密度 J = 4 A/mm2，磁路中的感应范围 ΔВ = 0,3 T，并从 (2) 中我们发现
所计算的变压器所需的W形磁芯可由四块PK40x18组装而成，如图7所示。 XNUMX.
我们得到的磁芯Sc=8,8 cm2，So-14,4cm2，ScS0=126,7cm4。 让我们找出他一圈的电动势
初级绕组匝数
我们选择它等于 21 - 最接近的较大整数，变换系数的倍数 (Ktr = 3)。 次级绕组匝数
电力变压器初级绕组中的电流波形如图 8 所示。 八。
其磁化分量的幅值为
晶体管开关和初级绕组的最大电流值
为了准确计算初级绕组电流的有效值，您必须进行积分运算：
精确计算得出33,67 A，与之前不考虑磁化电流的计算值（33,3 A）仅相差1%。 绕组线截面：
当使用直径为0,55mm的绝缘线的利兹线绕制时，初级绕组需要一束36根线，次级绕组需要105根线。 用利兹线缠绕变压器需要一些经验。 首先，您需要准备一根利兹线。 为此，在稍大于所需长度的距离处固定两个挂钩，门把手可以成功地发挥其作用。 在钩子之间拉动所需数量的电线。 在手钻或支架的帮助下，将线束扭转，并定期轻微摇动，以使其中的电线均匀分布。 成品止血带沿其整个长度包裹，并与一条 8 ... 10 毫米宽的薄棉布条轻微重叠。 绕组缠绕在木心轴上，以小幅度重复磁路磁芯的形状，以便成品线圈自由“坐在”其预定位置。 心轴设有可拆卸的颊板，颊板之间的距离比磁路窗口的高度小 2...3 mm。 在缠绕之前，将一段固定带放置在心轴上，随后将成品线圈拉在一起。 绕组按通常的顺序排列：初级，在其上 - 次级。 它们之间需要绝缘——一层0,5毫米厚的电纸板。 线圈的形状与磁路窗口的配置相对应，然后用清漆浸渍。 绕组端子必须配备黄铜尖端。 将利兹线嵌入其中时，请特别注意确保其所有组成线的末端均已剥去绝缘层、镀锡并牢固地焊接到尖端。 焊接电流滤波扼流圈的计算 扼流圈 L1（见图 1 和 5）使焊接电流平滑。 在次级电压脉冲作用期间，其中的电流线性增加。 在脉冲之间的暂停期间 - 线性减少。 从第一近似来看，电流脉动的幅度并不取决于其平均值——焊接电流。 在后者的最小值处，电感器和焊接电路中的电流在该周期结束时降至零。 这正是如图所示的情况。 9.
电流平均值的进一步减小会导致其流动的连续性被破坏——在该周期的某些部分电流为零，这导致电弧不稳定和熄灭。 三角形的电流幅值与平均值之比，可以由电流曲线与时间轴构成的三角形面积相等的条件求出，并建立一个高度为icp的矩形同一轴（图中阴影部分）。 两个图形的底边长度都等于振荡周期。 因此，
最小焊接电流为isv。 min=5 电弧两端的电压降 Ud。 min 可被视为等于 18 V [6]。 鉴于
找到电感器所需的最小电感
扼流线圈必须承受最大焊接电流icv。 最大限度。 假设对于变压器，窗口填充因子ko=0,25，电流密度J=4A/mm2，我们确定电感线圈的最大可能匝数
知道磁芯的横截面 Sc 及其钢填充系数 kс，磁芯中给定的感应 B 就可以确定电感器绕组的磁链
在这里代入(4)，我们得到
鉴于
找到电感的电感
和产品 SCSo 的磁路
为了避免饱和，磁路必须具有非磁隙，因此感应强度从几乎为零变化到W。 假设电感磁路是理想的，并且绕组的所有安匝都施加到非磁隙上，我们确定最后一个b的长度，mm：
从哪里来
由(5)、(6)和(9)我们得到电感器实际电感的计算公式：
由于焊接电流大于最小值时，电感磁路中磁通脉动的幅值与其平均值相比微不足道，因此磁路通常采用电工钢制成，其最大感应强度为Vm-1 T 。 假设钢截面的填充系数kс=0,9，由式(7)可知
让我们为电感器选择标准带状磁芯 ШЛ25х32，其中 Sckc=6,56 cm2、So=16 cm2 和 SCSo=125 cm4。 利用公式（4），我们可以确定匝数
使用公式（8），我们计算非磁隙的长度
这样的间隙将由两个 1 毫米厚的非磁性垫片提供，安装在磁芯半部的端部之间。 扼流圈绕组线截面
电线可以是实心的，也可以由 147 根直径为 0,55 毫米的电线组装而成。 使用公式（10），我们检查电感的最终电感
它超过了上面计算的最小值。 电流互感器计算 图上。 图10示出了用于产生电流反馈信号的节点的示意图。
电流互感器 T2 的初级绕组是直径为 8 ... 10 mm 的黄铜螺柱，连接逆变器的输出与电源变压器 T1（图 2）。 “穿透”控制板，引脚穿过安装在那里的T2变压器磁路的窗口。 磁路上缠绕的次级绕组由十匝组成，因此变压比KT0,1=XNUMX。 逆变器正向运行时，变压器T2次级绕组的电流流过二极管VD2和并联的3个8欧姆的电阻R2,2-RXNUMX。 电流反馈信号从分流器进入控制单元，用于形成 IIST 的急剧下降负载特性，并保护设备免受电流过载的影响。 在反向冲程期间，变压器T2次级绕组上的电压极性对于二极管VD2而言闭合，对于VD1而言断开。 后者开路，变压器磁路的退磁电流流过并联的电阻R1、R2。 由于它们的总阻值大于电阻器R3-R8的阻值，保证了磁路在反向行程期间消磁。 变压器T2次级绕组电流有效值
假设电流互感器二次绕组中的电流密度J=5A/mm2，则由公式求得其线径
在30kHz频率下，不建议使用直径超过0,7毫米的导线，因此我们采用三根直径为0,55毫米的利兹线绕制绕组。 由于控制电路消耗的功率很小，因此T2变压器的磁路的选择是出于设计考虑，其中主要是构成初级绕组的螺柱的直径。 孔直径至少为 12 ... 14 mm 的环形铁氧体是合适的，例如铁氧体 32NM16 的 K8x 2000x1。 其孔径为16毫米，横截面积为0,64平方厘米。 采用单侧磁化时，该磁路中的感应范围不应超过 2 T。 让我们检查一下这个条件：
其中 UVD2 是二极管 VD2 上的正向压降； W2——次级绕组匝数； Sc——磁路横截面； R——分流电阻（R3-R8）。 由于感应范围没有超过允许值，因此磁路选择正确。 电流隔离变压器的计算 上图。 图11示出了控制逆变器输出级的IGBT驱动器的脉冲整形器的图。 集电极开路 DD1 微电路的五个并联元件用于放大控制脉冲的功率。 电阻器R3限制变压器T1的励磁电流，后者的退磁电路由电容器C3、二极管VD2和稳压二极管VD1组成。
变压器 T1 的次级绕组通过 470 欧姆电阻加载 TTL 元件的输入（见图 4），因此在电流约为 5 mA 时，从绕组获取的脉冲幅度应为 10 V。 由于初级绕组上的脉冲幅度为 15 V，因此所需的变比值为 3。初级绕组的电流脉冲幅度为
如此小的电流，可以省略绕组线径的计算，给出的值不超过0,1毫米。 我们会根据设计考虑选择直径为0,35毫米的导线。 变压器T1的条件功率
由式（3）我们发现
基于提供良好的绕组间绝缘的需要，磁路窗口的填充因子ko取等于0,05。 让我们为变压器T1选择一个由铁氧体16NM10制成的环形磁路K3x2000x1，其中Sc=0,09 cm2，So=0,785 cm2，ScSo=0,07 cm4。 绕在该磁路上的一匝 EMF：
初级和次级绕组的匝数：
控制单元 控制单元 (CU) 生成脉冲，通过驱动器（见图 4）控制正向单端逆变器的晶体管。 它们调节并保持焊接电流的设定值，同时形成 IIST 的下降外部负载特性，由于脉宽调制 (PWM) - 改变脉冲的占空比，该特性最适合焊接。 所描述的控制单元还实现保护源及其元件免于在负载急剧变化的条件下发生的过热和过载的功能。 控制单元的基础 - 西门子的 SHI 控制器 TDA4718A - 包含开关电源所需的所有模拟和数字组件，可用于控制推挽变压器、半桥和桥以及单桥结束反向和正向逆变器。 TDA4718A控制器的内部结构如图12所示。 XNUMX.
压控振荡器 (VCO) G1 生成脉冲，其频率取决于其控制输入端的电压。 频率变化间隔的平均值通过选择电阻器RT和电容器St的值来设置。 鉴相器 (PD) UI1 用于使 VCO 与外部脉冲源同步。 如果不需要同步，则通过连接微电路的引脚 5 和 14，将与第一个输入相同的 VCO 脉冲施加到 FD 的第二个输入。 FD 的输出连接到 VCO 的控制输入和微电路的引脚 17。 外部滤波电容器Cf连接至后者。 锯齿波电压发生器 (VPN) G2 触发 VCO 脉冲。 锯齿波电压被馈送到比较器 A1 的反相输入端。 “锯”的斜率取决于电容器CR的电容和微电路的输出电路2中的电流。 例如，控制斜率的能力可用于补偿电源电压的不稳定性。 VCO 的每个脉冲将跳闸触发器 D2 设置为对数状态。 1在输出端，从而允许晶体管VT1和VT2打开。 然而，每次只能打开其中一个，因为计数触发器 D1 根据 VCO 脉冲的下降来改变状态。 比较器A1或A6的输出信号复位触发D2，从而导致开路晶体管闭合。 比较器 A1 具有一个反相输入和（与传统比较器不同）两个非反相输入。 一旦反相输入端的“锯齿波”瞬时值超过施加到非反相输入端的最小电压电平，来自比较器输出的信号就会重置触发器 D2。 因此，SHI 控制器输出端的脉冲持续时间取决于施加到微电路引脚 4（比较器 A1 的同相输入之一）的电压。 该比较器的第二个非反相输入涉及控制器的慢速（“软”）启动系统。 上电后，电容Css放电，并由15脚流过的6μA电流充电。比较器A1反相输入端锯齿波电压的下限为1,8V，从此电压值开始在电容器 Css 处，脉冲出现在比较器的输出处。 当电容器充电时，它们的持续时间以及晶体管 VT1、VT2 的开路状态的持续时间都会增加。 一旦电容器 Css 上的电压超过施加到比较器第二非反相输入端的电压，“软”启动就完成，然后脉冲的持续时间取决于微电路引脚 4 上的电压。 比较器 A2 开启，将电容器 Css 上的电压限制为 5 V。由于 GPG 输出端的电压可以达到 5,5 V，通过设置“锯齿波”的适当斜率，可以设置控制器输出晶体管打开状态的最大持续时间。 如果触发器 D3 输出的逻辑电平为低（检测到错误），则禁止控制器的输出晶体管打开，并且电容器 Css 通过流入引脚 15 的 2 μA 电流进行放电。 一段时间后，当电容Css上的电压下降到比较器A3的工作阈值（1,5V）时，触发器D3将收到信号，将输出设置为高电平。 但只有当触发器的所有四个 R 输入都处于高电平时，触发器才能进入此状态。 此功能允许您保持晶体管 VT1 和 VT2 关闭，直到消除所有阻塞控制器的原因。 误差传感器是比较器 A4-A7，以及内置于参考稳压器 U1 中的负载电流传感器，响应阈值为 10 mA。 如果第一个比较器（引脚 4）输入端的电压高于比较器 A5 和 A3 的输入端（引脚 7）的电压，并且第二个比较器（引脚 6）输入端的电压低于稳定器U1为2,5V。当微电路的电源电压下降至7V时，比较器A10,5被触发。要修复该错误，操作指定比较器之一就足够了。 比较器A6占有特殊的地位。 它旨在动态限制逆变器电路中的电流。 比较器的两个输入连接到微电路的外部引脚，其输出连接到触发器D2的复位输入。 比较器A6的操作导致当前打开的输出晶体管立即关闭，并且将在下一个VCO脉冲没有“软”启动的情况下恢复正常模式（假设保护操作的原因被消除）。 BU方案如图所示。 13.
前面讨论的电流传感器（见图 10）和输出脉冲整形器（见图 11）的节点未在其上显示。 控制单元中仅使用 DA5 PHI 控制器的两个输出之一。 由于控制器是推挽式的，在任何情况下一个输出的脉冲占空比都不会超过0,5，这是单周期逆变器正常工作所需的。 为了给控制单元供电，使用了变压器 T1 的两个绕组（见图 1），每个绕组的电压均为 20 V。 来自绕组II的交流电压供给二极管电桥VD1，经电容器C1整流平滑的负电压供给稳压器DA1的输入端，从输出端取出-15V的稳压电压供给电源。使用二极管 VD3-VD6 的电压倍增器连接到同一绕组 II，在电弧未燃烧时向焊接电路提供 100 V 的未调节电压。 来自变压器 T1 绕组 III（见图 1）的交流电压通过防止脉冲噪声的滤波器 L2L3C29C30，馈送到二极管电桥 VD26，然后通过二极管 VD27 馈送到稳定器 DA6。 从后者的输出中去除 15 V 电压，为 CU 微电路供电，同时也作为 DA7 稳定器的输入，从输出脉冲整形器的 TTL 微电路的输出中取出 5 V 电压。喂食（见图 11）。 VD26 桥整流后的电压通过分压器施加到电阻器 R45-R48 以及 DA4 控制器的比较器 A5 和 A5 的输入端。 这可确保当电源电压超出允许限制时阻断 IIST。 通过调节调谐电阻器 R48，可以确保当电压超出 205 ... 242 V 范围时发生这种情况。电容器 C24 和 C25 用作针对脉冲噪声的附加保护。 运算放大器 DA2.1 上的比较器将“软”启动电容器 C26 上的电压与控制器引脚 10 处的示例电压进行比较。 如果控制器处于工作状态，电容上的电压大于标准电压（2,5V），运放DA2.1输出的负电压使三极管VT3截止，发光二极管HL1（见图1）点亮。 2.1) 不亮。 否则，由于电阻器 R15 和二极管 VD14 的正反馈，比较器 DA3 进入稳定状态，输出端有正电压，打开晶体管 VT1。 亮起的 LED HL1（见图 2.2）发出信号，表明 IIST 由于电源电压超出允许限制而已停止工作。 当 IIST 连接到网络时，运放 DA2.1 处的节点会产生一个负脉冲，该负脉冲到达运放 DAXNUMX 的同相输入端，并禁止警报触发，直到瞬态完成。过程和逆变器的“软”启动。 DA10 稳定器输出端的 8V 电压通过微调电阻 R62 设置。 电压通过三个并联的电阻器R55-R57提供给该稳定器的输入。 它们两端的电压降与稳定器及其负载消耗的电流成正比。 如果其值小于大约 7 mA，运算放大器 DA4.2 输出端的电压将变为负值，从而导致 DA30 SHI 控制器的引脚 31 处的电压降至零（由于二极管 VD4、VD5）并阻止后者。 因此，远程控制面板与 IIST 的连接受到控制，从而允许您从焊工工作场所调节焊接电流。 如果遥控器未连接或出现故障，由于断开可变电阻 R5（见图 10），导致 2V 电路消耗的电流减少 1mA（见图 1），消耗的电流无法补偿通过远程控制，将导致保护动作。 图中显示了开关 SXNUMX，以便更好地理解设备的操作。 它有条件地替换位于板外的继电器控制单元的触点，从而将 IIST 切换为远程控制。 电流传感器（参见图 10）输出的电压通过 R43C21 滤波器馈送到 DA8 控制器的引脚 5 - 其比较器 A6 的输入之一。 R9R38电阻分压器向比较器的第二个输入端（引脚40）提供1,7V的电压，当反相晶体管的电流超过45A时，动态电流保护被触发。 在OS DA3.4上，组装了当前保护驱动的节点。 分压器 R25VD19R26 设置其操作阈值，对应于大约 50 A 的逆变器功率晶体管的电流。在超过该值之前，二极管 VD21 断开，即运算放大器 DA3.4 的反相输入端的电压。 15和电容器C20等于阈值。 二极管VD24和VDXNUMX闭合，驱动器对IIST的操作没有任何影响。 如果超过阈值，运算放大器DA3.4的输出端将产生负脉冲，这将通过电阻器R34对电容器C16部分放电。 脉冲持续时间取决于R32C15电路的时间常数。 如果电流过载过于频繁，电容器 C16 将放电过多，导致 VD24 二极管开路。 这将降低 DA9 控制器引脚 5 处的电压，并暂时降低动态电流保护的阈值。 除电流保护单元外，逆变器功率晶体管的电流传感器输出的电压（见图10）也被馈送到系统中，用于调节和稳定焊接电流。 通过运算放大器 DA3.1 上的反相放大器、VD16C13 电路和电阻器 R22，它进入 DA3.2 运算放大器的输入，在这里它与来自引擎的可变电阻器 R2 进行代数求和（参见图 1) 或遥控器。 放大的运算放大器 DA3.2 误差信号通过运算放大器 DA3.3 上的反相跟随器、分压器 R28R29 和二极管 VD22 施加到 DA4 控制器的端子 5 - 其比较器 A1 的输入。 VD17 齐纳二极管不允许运算放大器 DA3.2 的输出端出现正电压值，并将负电压值限制在 -10 V。 使用微调电阻器 R37，在 DA4 控制器的引脚 5 处设置 1,8 V 的电压，对应于输出脉冲的最短持续时间。 微调电阻器 R42 和 R44 调节 PHI 控制器脉冲的频率和占空比。 当焊接电流小于 4.1...25 A 时，DA30 运算放大器上的单元会自动增加频率，以防止焊接电路中的电流中断。 这使得可以减小电感，从而减小电感器L1的尺寸和重量（见图1）。 通过齐纳二极管 VD23、电阻器 R39 和二极管 VD25 向 DA5 控制器的频率设置电路提供额外的电流来增加频率。 如果不采取措施，在没有负载的情况下（电弧熄灭时），由于变压器和安装的寄生电感的影响，IIST 输出处的电压可能会增加到危险值。 因此，在这种模式下，IIST的逆变器部分被关闭，并且来自VD1-VD2二极管上的上述倍增器的“待机”电压通过电阻器R3和二极管VD6施加到焊接电极。 只要焊接电路中的电压超过稳压二极管VD8和VD9的总稳定电压，晶体管VT1就打开并旁路光耦合器U1的LED。 光耦合器晶体管关闭，VT2 打开并在 DA13 PHI 控制器的引脚 4 上保持（通过二极管 VD5）几乎为零的电压，从而阻止后者。 当焊条闭合时，焊条间电压下降，晶体管VT1闭合，电流流过光耦U1的LED。 光耦合器U1的晶体管打开导致晶体管VT2和二极管VD13关闭。 在这种状态下，PWM控制器正常工作，直到焊接电极之间的电压再次超过大约40V并且PWM控制器再次被禁用。 由于电弧间隙长度显着增加，这种情况发生在焊接结束时。 电弧的强制熄灭限制了其最大长度，同时消除了过度增加 IIST 输出功率的需要。 大功率逆变器晶体管的温度状态是使用安装在其散热器上的温度-电流转换器 VK1 进行控制的（见图 1）。 与散热器温度成比例的电压从电阻器 R67 移除并提供给两个比较器 - 运算放大器 DA4.3 和 DA4.4。 电容C38滤除干扰。 比较器的工作阈值由电阻分压器 R64、R69-R71 设置。 当超过与+50°C温度相对应的阈值时，运算放大器DA4.4的输出通过电阻器R73产生的负电压使晶体管VT4打开。 继电器 K2（见图 1）被激活，打开块风扇。 如果温度继续上升并达到+85℃，运放DA4.3输出的负电压通过二极管VD18进入焊接电流控制电路，将其降低至5A。晶体管冷却后，当它们的热量被移除时，IIST将自动恢复正常运行。 L1-L3 扼流圈的磁路是外径为 10 mm 的铁氧体环，初始磁导率为 1000 ... 2000。 绕组采用横截面为 0,1 mm2 的传统绝缘安装线一层匝匝地缠绕。 文学
作者：V.Volodin，乌克兰敖德萨
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