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无线电电子与电气工程百科全书 外差接收机，范围为 20 m。无线电电子和电气工程百科全书
外差接收技术，或者通常称为直接变频技术，可以让您创建非常简单但具有良好特性的业余短波通信设备 - 收发器和无线电接收器。 对外差接收（现代版本）的兴趣出现在 60 世纪 3 年代末。 从那时起，业余无线电杂志的页面上发表了许多关于使用直接变频的 KB 设备的各种设计的描述。 在我国，苏联DOSAAF出版社出版了著名无线电业余设计师V. Polyakov（RA1981AAE）的两本书，他为普及外差接收技术做了很多工作。 其中一本是《业余通信的直接转换接收器》（1984 年），另一本是《直接转换收发器》（XNUMX 年）。 他们详细考虑了业余无线电台信号外差接收的物理基础和特征，给出了单个单元和完整设备的实用设计。 短波爱好者对这项技术越来越感兴趣的原因之一是近年来低功率操作（QRP）的使用越来越多。 外差接收技术最适合创建 QRP 设备。 有趣的是，例如在美国，尽管采用传统电路解决方案的通信设备种类繁多，但其中一家公司生产（并且非常受欢迎）一种相对便宜的具有直接变频功能的 QRP 收发器。 本文中描述的外差接收器设计用于接收来自最流行的 KB 频段之一（20 米）的业余无线电台的信号。 接收器覆盖（当然，边缘有一些余量）整个范围：从 14000 到 14350 kHz。 如您所知，直接变频允许您仅接收通过电报 (CW) 或单边带调制 (SSB) 操作的无线电台的信号。 调幅电台很难收听（并且通常会出现明显的失真），需要将载波频率调谐到“零拍”。 然而，这并不是必需的，因为绝大多数短波不再使用AM。 这种类型的辐射几乎只存在于 160 m 频段，一些初级无线电爱好者使用该频段。 该接收器有一个具有相当强大输出的本地振荡器，这使得通过简单的改进可以将其变成单频段电报收发器。 我们立即注意到，通过简单地更换频率确定元件（振荡电路中的线圈和电容器），该接收器（或收发器）可以转移到任何业余频段。 为了简化接收机的设计、制造和调整，接收机中没有射频放大器，因此在信噪比为1dB时接收机的灵敏度约为10μV。 如果电台使用外部天线，这样的灵敏度对于日常空中工作来说是足够的（至少在绝大多数情况下）。 通过在接收器输入端（输入电路和混频器之间）引入射极跟随器，可以轻松地将其增加三到四倍。 -6 dB 级别的接收器带宽位于 250...3000 Hz 范围内。 当在强干扰条件下接收电报站时，可以将其缩小到200 ... 300 Hz（平均频率约为600 Hz）。 这些数字表征接收机的音频路径，主要进行信号选择。 实际上，众所周知，外差接收器接收与其直接相邻的主通道和图像通道（如果不使用相位方法来抑制图像通道，这会使设备显着复杂化）。 这就是为什么接收信号的实际频带是上面给出的值的两倍。 接收器由电池供电，提供 10 ... 15 V 范围内的电压。电流消耗约为 30 mA。 外差接收器在音频频率下具有非常高的增益，对 50 Hz 交流拾音器非常敏感，特别是对电源变压器的拾音器（由于显着的杂散场）以及电源电压纹波（通常带有频率为 100 Hz - 带全波整流）。 由于这些原因，不建议通过网络为接收器供电。 如果有必要，当然可以这样做，但是您应该使用一个单独的（远程）电源，该电源具有良好的电压调节器，可提供低输出电压纹波。 接收器由两块印刷电路板制成——主电路板和本地振荡器，绝大多数部件都位于本地振荡器上。 在图中，给出了部件的参考名称，但没有标明板号（1-主振荡器，2-本地振荡器），并且在文本中将它们指定为1-C1、2-L1等以避免混淆。这些板之外的部件将不带附加索引 C1 R1 等来表示。 接收机主板原理图如图1所示。 一。
来自天线的信号被发送到板的引脚 1。 接收机的射频选择性由单个输入电路1-L1、1-C1、1-C2保证，与该电路连接的I-VD1-1-VD4二极管混频器的输入阻抗较低（几千欧） ），因此该电路的负载品质因数也会很小 - 25...30。 因此，-3 dB 电平的输入电路的带宽位于 450...550 kHz 范围内，并且在范围内调谐接收器时无需对其进行调整。 该电路与信号源（50 ... 75 欧姆，例如，由同轴电缆供电的偶极子）的协调是通过选择电容器容量 1-C1 和 1-C2 来实现的。 该混频器是根据反并联二极管上的平衡电路制成的，这使得能够获得进入天线的本地振荡器电压的非常小的“蠕变”，从而消除来自附近的业余无线电爱好者的干扰。 混频器与电路完全连接。 这使得无需射频放大器即可获得足够高的接收器灵敏度（尽管以损失一些输入选择性为代价）。 本机振荡器电压馈送到电路板的引脚 12，并通过平衡变压器 1-T1 馈送到混频器。 从该变压器的次级绕组（端子1-3）的中点，混频产物进入截止频率约为1kHz的低通滤波器2-L1、6-C1、7-C2,5。 该滤波器选择有用的音频信号，该信号通过 1-VT1 晶体管的级联进行预放大。 为了实现最低水平的固有噪声，该晶体管的集电极-发射极电压选择为大约 2,5 V，集电极电流为大约 0,2 mA。 级联的增益约为70。它由晶体管集电极电路中的负载电阻与电阻器1-R4和晶体管发射结的电阻之和的比值决定。负载电阻是并联的电阻1-R3、1-R7、1-R8，以及音频信号电平控制R1，位于板外（见图5）。 此时运算放大器1-DA1的输入电阻和晶体管1-VT1的输出电阻(它们也与负载并联)可以忽略不计。 前置放大器的增益通过选择电阻1-R4来设置（对晶体管的直流工作模式影响不大）。 为了提高接收器的选择性，在晶体管1-VT1的负载上并联电容器1-C9。 它对频率高于 5 kHz 的信号提供额外的衰减。 接收器的主放大在运算放大器1-DA1上提供了一级。 一般来说，接收器的音频路径需要约 100000 的增益。在这种情况下，运算放大器输出端（即耳机上）的噪声电压将约为 20 mV，因为噪声电压减小至晶体管 1-VT1 上放大器的输入，通常位于 0,1 ... 0,3 μV 范围内。 此外，要获得 0,1 μV 已经相当困难 - 它需要使用具有归一化噪声系数的晶体管，并仔细选择其直流电和交流电的工作模式。 考虑到混频器的噪声，运算放大器输出端的总噪声电压约为 30...40 mV。 它们在耳机中已经可以很好地听到。 将它们的电平增加到给定值以上将限制接收器输出动态，其定义为最大输出信号电平与接收器输出处的噪声电平之比。 对于直接转换接收器来说，通常没有自动电平控制系统，这个参数非常重要。 现代运算放大器的增益超过十万，看来很有可能将我们限制在一级。 然而，事实并非如此。 首先，大多数运算放大器（与基于分立元件的器件相比）噪声特性较差。 输入的噪声电平通常不超过 1 µV。 例如，对于 OU K140UD8，甚至为 3 μV。 其次，上面指出的运算放大器增益仅适用于直流电和非常低的频率（数十和数百赫兹）。 随着频率的增加，运算放大器级联的最大允许增益很快下降。
上图。 图2中，a显示了K140UD8运算放大器的幅频特性（对于一些带有内部校正的运算放大器来说是典型的）。 可以看出，在带宽约为3kHz的放大器中，最大允许增益仅为1000（60dB）。 因此，他被选用于该接收器中的运算放大器级联。 考虑到前级的增益，接收机音频通路的总增益约为70。 运算放大器输出端的恒定偏移（大约等于电源电压的一半）设置电阻器 1-R7 和 1-R8 上的分压器。 该级的增益决定电阻1-R14和1-R9的阻值比。 负反馈电路中包含的 1-C15 电容器进一步衰减接收器输出处的高频。 负载 - 耳机通过隔离电容器（安装在电路板外部，见图 5）连接到端子 5。 对于接收器，发射极电阻为 50 ... 100 欧姆的耳机最适合（它们具有直流电阻）线圈电阻为 100 ...200 欧姆，因为发射器串联连接）。 在这里，您还可以使用带有电阻为 1600 ... 2200 欧姆的发射器的耳机，但在这种情况下，它们应该并联连接，观察连接的极性 - 它显示在发射器外壳上。 为了在干扰增加的情况下接收来自电报无线电台的信号，可以通过将双 T 桥连接到负反馈电路（电阻器 1-R1 - 1-R11）来缩小运放 1-DA13 级联的带宽。 ，电容器1-C16-1-C18）。 为此，SA1 开关（见图 5）通过 T 桥输入（引脚 5）连接到放大器输出（引脚 8）。 运算放大器负反馈电路中 T 桥的连接简化如图 2 所示。 XNUMXb. 双T桥的一个特点是。 在一定频率（通常称为准谐振频率）下，传输系数有一个最小值，并且对于其中包含的电容器和电阻值之间的特定比率，它可以非常接近零。 因此，对于双 T 桥，其中所有三个电容器的电容相同，并且电容支路中的电阻器的电阻比其他两个电阻器小四倍。 对于这样的电桥，准谐振频率处的传输系数约为10-2。 该接收机中使用的双 T 桥的传输系数与频率的关系如图 3 所示。 2、a. 如果运放上级联的负反馈电路中包含具有这种频率响应的四端器件，如图1所示。 如图9，b所示，那么在第一个近似中，器件的传输系数将由某个等效电阻的阻值与电阻器XNUMX-RXNUMX的阻值之比来确定。
很容易看出，在准谐振频率下，当 K 接近于零时，级增益将与没有 T 桥的情况大致相同（即等于电阻器 1 的电阻值之比）。 -R14 和 1-R9)。 在远离准谐振频率的频率处，K 接近于 1，并且级增益显着下降（大约为电阻器 10-R1 和 9-R1 的电阻之比）。 看来，为了提高选择性，降低电阻器 10-R1 的电阻是有意义的。 然而，事实并非如此。 首先，在低负载电阻值下（对于 T 桥 10-R1 - 负载），电桥的特性明显恶化。 例如，可以通过在 10-R100 和 T 桥之间引入射极跟随器来避免这种情况。 但随后电桥的等效品质因数将显着增加，并且打开滤波器的接收器的带宽将缩小到实践中不可接受的值（小于3 Hz）。 换句话说，该接收器中使用的选项接近最佳（无论如何，如果我们记住简单的电路解决方案）。 音频路径的幅频特性（不带低通滤波器）如图0所示。 XNUMXb. 此处还显示了连接双 T 桥的区域的频率响应。 对于 XNUMX dB，采用路径的传输系数，对应于滤波器关闭时的最大频率响应。 在前置放大器和输出放大器之间有一个音频信号电平控制。 它连接到电路板的引脚 9、10、11。 本振板原理图如图4所示。 2、a. 该发生器按照众所周知的方案组装在 1-VT6 晶体管上。我们只关注它的几个特性。 为了降低发生器电路上的高频电压（这减少了高频电流对其元件的加热，从而提高了本地振荡器的温度稳定性），级联的电源电压选择相对较低 - 较少高于 2 V。来自广播接收器的标准可变电容器块用于本地振荡器（仅一部分）。 该块不进行任何改变，并且通过“拉伸”电容器1-C2、2-C2、4-CXNUMX来提供必要的频率重叠。 请注意，由于接收器混频器是在反并联二极管上制成的，因此发生器以一半（与工作频率相比）运行，即它覆盖 7000 ... 7175 kHz 部分，并在该范围的边缘有一些裕度。 2-RJ 电阻器消除了发电机在低频时的寄生自励磁，该寄生自励磁由 2-L2 电感器的电感决定。 稳压二极管电源电路中使用基于 2-VT2 场效应晶体管的稳定电流发生器，而不是传统的镇流电阻。 对于接收器来说，这并不是很重要——可以用 330 欧姆的电阻代替。 然而，如果在传输路径中（在基于该接收器的收发器中）也使用本地振荡器，那么在本地振荡器中使用稳定电流发生器将改善稳压器的动态特性，从而降低寄生频率发电机的操纵。 来自发电机的高频电压被馈送到两级射极跟随器。 第一级在 A 类模式下运行（晶体管 2-VT3），第二级在 B 类模式下运行（晶体管 2-VT4 和 2-VT5）。 这使您可以显着减少输出晶体管释放的功率（即，此处使用普通的低功率晶体管）。 为了在A类工作的输出级获得相同的负载特性，必须使用中等功率的高频晶体管，解决散热问题以及本地振荡器的温度范围问题。 发电机和中继器之间的连接是电流连接。 基于晶体管 2-VT3 的偏置由齐纳二极管 2-VD1 设置（由于电阻器 2-R1 和 2-R5 两端的压降而进行较小的校正）。 打开输出晶体管的偏置电压设置电阻器 2-R7。 电阻器 2-R5 的主要目的是设置（初步）本地振荡器输出电压电平，以便射极跟随器晶体管不会过载。 削弱这个地方的信号，我们另外将发生器与设备的输出解耦，改善其负载特性。
调谐电阻2-R10在建立接收器的过程中准确地选择二极管混频器上的最佳本振电压。 如果计划随着时间的推移将接收器变成收发器，那么建议立即在本地振荡器中放置使用变容二极管失谐其频率的可能性，并且还为发射路径提供额外的输出。 需要在本地振荡器电路中进行的测量如图 4 所示。 6b. 它们大多是显而易见的。 我们只注意一下。 稳定电压从引脚 XNUMX 提供给可变电阻器，该电阻器调节变容二极管上的电压。 将板相互连接以及与位于这些板外部的接收器的其他元件连接的方案如图 5 所示。 XNUMX. 上图。 图6示出了接收器的混频器和音频放大器的印刷电路板。 7 - 本地振荡器单元的印刷电路板（用于收发器版本）。 这些板设计用于以下部件：电阻器 - MLT-0,25、电容器 - KM 和 K50-6（氧化物）、微调电阻器 - SPZ-4、可变电容器 - 来自 Alpinist 无线电接收器的 KPE、扼流圈 2-L2 - 标准校正从显像管电视。 您还可以使用 D 和 DM 系列或自制的扼流圈。 低通滤波器的线圈1-L2缠绕在初始磁导率为20的材料制成的尺寸为K12×6×3000的环形铁氧体磁芯上，直径为2mm的导线-PEV-0,1 ，匝数为430，电感约为350 mH。 高频变压器缠绕在尺寸为 K7 x 4 x 2 的环形磁路上，该磁路由铁氧体制成，初始磁导率为 400...1000（非关键）。 立即用三根直径为 2 ... 0,1 mm 的 PEV-0,25 线进行缠绕。 其中一个绕组的起始端连接到另一个绕组的末端 - 这将是次级绕组的中点。 剩余绕组用作初级绕组。 线圈1-L1和2-L1缠绕在聚苯乙烯框架上，其图纸如图8所示。 17、a. 它们有 2 匝直径为 0,4 毫米的 PEV-6 线。 修剪器 - 由羰基铁 (M10 x 8) 制成。 这些线圈放置在铝屏中（图 2,3，b），当微调器位于中间位置（拧入线圈的一半）时，其电感应为 XNUMX μH。
npn结构的晶体管（1-VT1、2-VT1、2-VT3、2-VT4）可以是KT312、KT342、KT3102及类似系列中的任何一个。 最适合音频前置放大器的是晶体管 KT3102E 和 KT3102G（噪声系数不超过 4 dB）。 在本振中，也可以使用KT315系列的晶体管，但无论如何，电流传输系数（静态）必须至少为100。本振（2-VT5）中的pnp结构晶体管是KT361。 KT3107 具有任何字母索引。 运算放大器 K140UD8A（或 K140UD8B - 这不是必需的）可替换为具有内部校正的任何运算放大器。 当然，通过适当改变电路，用带有外部校正的运算放大器代替它是完全可能的。 无论如何，更换运算放大器都需要更改主组件的 PCB。 如果使用输入端没有场效应晶体管的运算放大器（例如 K140UD7），则建议采用阻值不超过 1 kOhm 的电阻器 7-R1 和 8-R150，并补偿通过选择电阻1-R4来减小初级增益。 稳定电流发生器 (2-VT2) 中的场效应晶体管必须具有至少 15 mA 的初始漏极电流。 这里，KP303E 晶体管的个别实例可能是合适的（它们的参数范围为 5 ... 30 mA），并且具有任何字母索引的 KP302 晶体管，除了 A（只有该系列中的个别样本是合适的，因为它们最初是漏极电流可能在 3 至 24 mA 范围内变化。 混频器中的二极管 - 任何高频硅（KD503、KD521 等）。 齐纳二极管 2-VD1 的稳定电压必须在 5,5 ... 6 V 范围内。 接收器的示意图如图 9 所示。 XNUMX.
设置接收器可以付费。 通过向主板的端子3施加+12V电压，他们检查直流有源元件的模式。 与图所示的偏差。 1 值超过 20% 将表明安装错误或所用部件存在缺陷。 之后，建议通过将来自输出阻抗为 600 ... 1000 欧姆的发生器的信号应用到低通滤波器的输入来检查音频路径的端到端频率响应（以连接点 1-L2 和 1-C6)。 由于接收器的音频路径的增益非常高，因此只有当业余无线电爱好者拥有低背景电平的音频发生器时才能做到这一点。 如前所述，放大器自身的噪声水平（本地振荡器与混频器断开）应约为 20 mV。 其值较大表明应更换晶体管1-VT1。 下一步是设置本地振荡器板。 通过频率计、控制接收器或其他方式控制本地振荡器频率，设置其调谐的限制。 为此，在 KPI 的最小电容的情况下，线圈微调器 2-L1 实现的生成频率比 10 kHz 的值高 20 ... 7175 kHz。 通过将电容器转子移动到与最大电容相对应的位置，可以检查产生频率。 如果结果略低于 7000 kHz，则此时即可完成范围限制的设置。 如果高于7000kHz，则安装较小容量的电容器2-C1，并再次重复上述步骤。 如果安装具有空气电介质的调谐电容器而不是 2-C1，则可以显着加速边界的设置。 不应使用 KPK 或 KPK-M 等微调电容器。 它们具有低温稳定性，会显着降低本地振荡器的性能。 更换2-CJ电容器后，每次都需要暂停以稳定焊接过程中过热电容器的温度状态。 如果在本机振荡器中使用稳定电流发生器，那么在设置发生器之前，需要选择一个2-R3电阻，使得通过场效应晶体管（发生器加齐纳二极管）的总电流约为15 mA 。 以一种或另一种方式中断本地振荡器的生成后，通过选择电阻器2-R7，它们实现了通过晶体管2-VT4和2-VT5的电流约为2mA。 然后，发电机恢复运行，并通过选择电阻2-R5，在本地振荡器的输出处设置高频电压（根据图中，发动机2-R10位于上部位置）约1V（有效值）。 之后，您可以检查本地振荡器的负载特性：将负载从空闲更改为 50 欧姆，生成频率的变化不应超过 50 ... 70 Hz。 现在，接收器板应安装在机箱中（可能的选项之一如图 9 所示），并对接收器进行复杂的调整。 接收器性能的第一个测试是当高频本地振荡器电压施加到混频器时，输出端噪声水平的增加。 噪音应该增加一倍左右。 调谐到一些业余无线电台后，他们选择最佳的本地振荡器电压（根据其最大音量）。 需要注意的是，这个调整相当关键：在低电平和高电平时，混频器传输系数显着下降。 最后阶段是输入电路1-L1的调整。 双 T 桥通常不需要调整。 如果发现电桥导通和截止时最大频率响应对应的传递系数明显不同，则应选择电阻1-R13。 改变该电阻器的值会在一定程度上改变谐振频率，并在更大程度上改变传输系数。 这不仅是由于双 T 桥的频率响应发生了变化，而且还由于其相频响应发生了变化。
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