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无线电电子与电气工程百科全书 UMZCH 中的多通道放大具有极深的 OOS。 无线电电子电气工程百科全书
作者提出了晶体管UMZCH的独创多沟道结构。 由于多环路反馈，该放大器实现了非常低的失真。 宽带（高达 100 MHz）OOS 是在低功耗主通道中以非常低的延迟实现的。 事实上，作者已经开发出了一种精密高速放大器。 最重要的是，撰写这篇文章的原因是发烧友之间关于 OOS 的危险及其使用限制的持续争论。 不幸的是，肤浅的印象足以指责 OOS 的错误。 当然，对深度 NOS 的批评一般来说并不严重； 应在放大器的电路设计中寻找负面结果的原因。 在频率高达 1 GHz [1] 的专业和军事用途接收放大器设备中，建议使用具有精确 NFB 的级联，以提供最大的动态范围和线性度。 类似的建议也在业余无线电设备中实施[2]。 “理想”放大器线性度的基本标准是输入和输出信号瞬时值的标度同一性。 OOS 可以根据反馈结构和类型确定的参数来稳定放大器的增益。 稳定的质量由 CNF 环路内的增益裕度决定 [3]。 增益裕度 - 在 120 kHz 频段超过 20 dB - 与器件的动态范围相称，使您能够生成误差小于 0,0001% 的输出信号。 因此，必须考虑使用极深的反馈，以确保宽带信号的高质量放大和晶体管放大器的线性度。 不幸的是，尽管这些概念的术语众所周知，但它们经常以相当奇怪的方式解释或完全被忽略，因此需要某些注释。 环境保护的标准和原则 许多 UMZCH 开发人员都注意到，即使在 OOS 覆盖之前，放大器也必须具有高线性度。 然而，最重要的是UMZCH在频率范围内具有高线性度，其周期接近信号通过OOS覆盖的放大级的时间。 由于反馈在这些频率下不再起作用，非线性和噪声会在 UMZCH 级联的寄生调制过程中引发组合组件的出现。 在NOS仍然有效的频率范围内，当反馈效率在某些条件下大大降低时，可能会产生令人不快的影响[4]。 事实证明，放大器输出端的信号与输入端非常相似，但仍然包含复杂的寄生分量。 这种放大的结果是出现相位倍增失真，类似于数字传输通道中的“抖动”。 高线性度的基础应考虑电子设备在接近静态模式的低信号[5]下的运行，因为在信号或不稳定因素的影响下其电气参数的变化是失真的根本原因。 大信号电平会导致级联的放大和时频参数发生变化。 信号通过放大器各级的时间取决于许多因素，这会导致出现“类似抖动”的现象，无论是否存在反馈。 同时，对于FOS来说，至关重要的是反馈信号延迟时间极短，这实际上接近于通过放大器级联的信号渡越时间，因为此时FOS信号相对于输入有延迟。信号。 该信号的电平越大（即增益越大）和信号的延迟时间越大，寄生调制和失真就越大。 相应地，对级联的过载能力提出了更加严格的要求。 级联超载会阻碍环境保护的稳定功能。 过载的概率实际上与反馈环路的响应时间*有关（信号到达放大器输入端与其通过反馈电路返回响应之间的时间）。 具有深度 OOS 的 UMZCH 的大多数缺点都与强制放大频率精确相关，这些频率的周期接近于信号通过 OOS 覆盖的放大级的时间。 放大器质量的恶化随着反馈环路中延迟时间的增加而恶化，并且随着级数的增加而加剧。 换句话说，总反馈的大深度处的连续放大级的数量非常有限。 应该注意的是，使用具有共发射极的晶体管级（包括差分级和电流发生器）对放大器的调制和过载特性具有非常负面的影响。 这种级联实际上代表了一个混频器，其动态范围充当线性度的标准。 在晶体管允许的模式范围内，动态范围的上限与通过混频器的电流成正比[2]。 换句话说，级联必须具有大的动态范围以及相应的晶体管电流和电压状态，并且它们在存在信号时的变化必须最小。 与放大元件的速度相比，信号本身应该相当“慢”，然后在反馈环路的反应时间内信号的变化较小，失真也较小。 放大器件的截止频率Fgr应尽可能大于放大器的单位增益频率F1。 因此，OOS环路极有限的级数和极短的响应时间是放大器在宽频带和大动态范围内实现线性度的基本条件。 此外，级联必须在 A 类下运行，因此在工作频带之外，它们的传输系数明显小于 1。 换句话说，在频率响应中不存在“驼峰”的情况下，OOS环路的闭合频率Fclose（Freset是OOS环路响应时间的倒数）应远大于单位增益频率（Freset > > FXNUMX)，接近 Freset 频率的信号应该会大大减弱。 同时，对于极深的OOS，应同时确保以关闭OOS环路的频率输出信号到UMZCH输入的低渗透水平。 最后一个因素非常重要，因为在 UMZCH 中，输出信号电平（就电压而言）很大，并且互调效率与输入信号的立方接近[2]。 反过来，通用 OOS 电路不应与 UMZCH 的中间级联或与本地 OOS 电路有任何附加（和寄生）连接。 意义很简单：要防止预失真信号渗透到一般OOS的环路中。 启用 OOS 后的增益应该是最小的。 换句话说，增益越低，信噪+干扰比就成比例地越高，并且在固定环路增益截止频率下UMZCH的单位增益频率也成比例地降低。 请注意，输入信号电平的增加和超低噪声输入放大器的使用可能会导致 UMZCH 输入过载特性恶化。 信号路径电路以及输入和 OOS（尤其是射频）必须具有相对较低的电阻（数十至数百欧姆）。 在这里您应该注意这样一个事实：控制晶体管的电路的电阻减小，根据具有共发射极（CE）的电路连接，其过载特性急剧恶化。 放大级晶体管的基极和发射极电路中的电阻器显着改善了其线性度和过载特性。 增加输入电阻会降低输入电流，从而简单有效地降低接近 F 的频率下的增益。 在这种情况下，非常希望在每个放大级中打开这些电阻器（以降低增益）[4, 6]，但当它们在放大器输入端精确打开时，可以实现最大效率[7]。 这些电阻器在射频设备 [2]（放大器、混频器等）中执行类似的功能，降低所应用晶体管的截止频率 (Fgr = Fcl) 处的级联增益，并降低其自激倾向。 然而，这里应该注意的是，当基极电流发生较大变化时，基极电路中的电阻器会产生非常大的失真。 因此，只有当晶体管在具有非常深反馈的结构中工作时，才应在基极电路中使用电阻器。 在上面列出的相互排斥的要求之间找到折衷方案通常是一项吃力不讨好的任务。 在一个放大器中绝对执行和组合它们是不现实的。 只有通过多通道放大，即基于多通道放大结构（MCUS），才有可能实现极深的OOS以及所指示的要求。 ICCC的标准和原则 使用MKUS可以从根本上减少放大器中的信号延迟时间，即确保反馈环路的响应时间极短。 因此，可以急剧增加关闭 CNF 环路 (Fc) 的频率，以提供非常大的增益裕度 - 并且所有这一切都在接近极限的噪声水平下进行。 在此版本的放大器中，可以结合电路工程中各种方法的优点，使用具有不同细节且通常具有独特特性的明显不同的节点。 在这种结构中，可以使用不同的放大等级（A、B、C甚至D）、开关电路和电子器件类型。 在这种情况下，连接附加放大通道的选项基于通过附加放大和传输到输出电路来抑制主通道信号（在其输入、输出和内部）的标准。 一般来说，传输该信号的过程可以由其他放大器来完成。 因此，可以在CNF环路内部产生非常大的增益裕度，从而在CNF环路中提供极小的误差。 因为具有常见 OOS 的放大器中的理想增益的结果是……直接和返回（沿着 OS 电路）信号的加法器的输出处没有信号。 这里主（主）放大器（通道）的概念表达了其在闭合反馈环路中的优先级，对不失真输出信号的形成具有决定性影响。 主放大通道的主要参数应考虑其延迟时间，延迟时间应极小。 附加放大通道的具体参数可以是固有噪声水平、输出功率等。 应该指出的是，多通道（并行）信号处理的原理已经为人所知相当长的时间了[9]，但不幸的是，除了精密测量设备之外，它们很少被广泛使用。 特别是在 OOS 循环内实现大增益裕度时。 同时，UMZCH [5, 10] ** 和宽带运放的许多方案都属于 MKUS 的概念。 因此，建议用放大器并行操作的逻辑（即 MKUS）来补充 UMZCH 电路 [3-8] 中的不同方法。 应该指出的是，基于 MKUS 构建放大器的选项数量相当大，但相对于 UMZCH，使用这样的结构是有意义的，由于增益裕度非常大，甚至可以产生强大且通常是低频的放大器。输出级完美地执行其功能。
作为 MKUS 的示例，请考虑设计用于低功率负载的三通道反相放大器的电路（图 1）。 这里，运算放大器 DA1（适当调整）是放大器的主通道，用于设置 CFO 环路的关闭频率 (Fzam)，放大器 DA2 和 DA3 形成附加通道，分别根据信号抑制标准进行操作， DA1的输入和输出。 因此，通过电阻器 R1、R7 到达运算放大器 DA1 输入的信号被放大，并通过电容器 C2 馈送到放大器的输出。 元件 C1、R2 和 R1 形成 OOS 循环。 此外，信号通过 DA2 通道和 DA3 进行放大，然后通过电阻器 R11 传递到公共输出。 因此，相对于低频信号，CNF 环路内的增益显着增加。 信号分频器 R5R6 和 R8R9 为主通道 (DA1) 提供优先级，将 DA2 和 DA3 的增益降低到主通道可以轻松补偿这些运算放大器引入的额外相移的水平。 在这里，您应该遵循以下规则：应在附加放大通道的输入处精确地减少（划分）信号，这会显着改善其过载特性。 由于信噪比的恶化，只有连接到输入端 (DA2) 的放大器是例外。 电阻器R4和R7改善输入过载特性。 类似的功能（尽管是间接的）由元件 R3 和 R10 执行； 它们显着降低了运算放大器输入级的增益，尤其是在 Fdet 附近。 这里应该强调的是，这样的电阻器消除了这个问题，因为根据标准方法的运算放大器的频率校正通常不能保护运算放大器的输入级免受RF信号过载的影响。 在没有这些电阻的情况下，高频失真产物通过电容器 C1 直接进入运算放大器的输入并使其过载（在接近 Fzam 的频率处强制增益）。 反过来，RF 的深度 OOS（通过电容器 C1）会导致放大器在运算放大器 DA1 的频率 F1 处的频率响应大幅下降。 因此，在 DA1 输出和 DA3 输入处都提供了高过载特性，因此整个放大器都具有高过载特性。 在音频频率下，信号依次由三个运算放大器 - DA2、DA1、DA3（它们也可以使用 MKUS 技术制成）放大。 尽管高频晶体管和微波晶体管的使用并不被禁止，但运算放大器的使用简化了设计的实现。 谈到 UMZCH 选项，使用强大的放大器（以下简称 ULF）作为 DA3 是非常诱人的，具有高输出电阻，可以排除电阻器 R11。 另一种解决方案也是可能的：代替元件C2和R11，使用更有效的匹配设备（多通道），然后ULF可以作为单独的单元制作！ 这使得可以将干扰和干扰水平降低 20...40 dB。 至于其他放大器单元，这里使用允许百分百 OOS 运行的超宽带（射频）运算放大器在技术上是有利的。 换句话说，极短的信号传输时间以及相应的单位增益频率下的最小相移是选择运算放大器时的决定性参数。 整个争论范围相当复杂，因此选择了相对普通的宽带运算放大器。 当然，使用具有“天价”特性的超现代元素底座是相当令人印象深刻的，但在价格高昂的情况下并不可取。 同时，MKUS 的高效率以及在放大器输出端添加信号（具有高质量匹配器件）使得在低频通道的输出级中使用具有适度参数的晶体管成为可能。 由于大功率双极器件的截止频率 Fgr 相对较低，因此有必要关注上面讨论的基本要求：不允许晶体管在该频率附近工作，因此，UMZCH 的放大（与在此频率下，反馈打开）应该是微不足道的（F1 < Fgr）。 将 CFO 环路的截止频率增加到比率 F1> Fgr 会导致输入放大器（通常非常宽带）导致 UMZCH 的后续低频级联过载。 基于这里概述的原理，结合MKUS技术，作者开发了一个相对简单的三通道UMZCH电路，如图2所示。 75. 在负载 Rn = 4 欧姆时，其额定功率 Pout 为 XNUMX W。
主放大通道（DA1、VT1）采用AD812射频运放。 其单位增益频率F1 = 100 MHz，自噪声EMF Esh = 4 nV/Hz，在40 MHz频率下增益约为3 dB，对应于强大的ULF晶体管的频率Frp（图1中的A2） ，这可以让您有效抑制 ULF 输出级的失真。 主通道决定了 CFO 环路的关闭频率（Fzap 和 UMZCH 在 Fgr 以上频率下的稳定性。主通道的速度和操作保证了 CFO 环路非常短且稳定的响应时间。 VT1 上的中继器处于 A 类模式，消除了类似抖动的现象（相位调制）。 在该方案中，主通道工作在音频至频率Fzam的频带内。 主通道的特殊性和优先级是其在接近 Fzam 的频率下运行，以及 OOS 环路的闭合。 让我们考虑 UMZCH 在从 F1 = Frp = 3 MHz 到 Fdet = 250 MHz 的频段内的操作，使用具有陡峭前沿的脉冲信号进行分析。 输入信号经电阻R1、R2到达UMZCH信号输入端（A点），再经电阻R9到达运放DAI、VT1的输入端，运放VT7的发射极为主通道输出（B点） ）。 信号从主通道的输出通过匹配器件的元件 C8、C22 和 R2，传递到 UMZCH 输出（C 点），在此信号主导来自 ULF 的信号，然后通过 C3 电路，R1 关闭 OOS 电路至 A 点输入的 UMZCH 信号。低电阻 RF OOS 电路（元件 C2、C2、R3、R1）在这些频率下提供高质量的信号划分，而电感 L1 和 TXNUMX 则分离寄生信号。 （安装）电容。 在 A 点工作的信号还被第二个 (DA2) 放大通道放大。 该附加放大通道通过其输入处的主通道信号抑制 (DA1) 标准启用。 对于信号而言，DA2 上的通道是一个前置放大器；它仅在最高频率（高于 10 MHz）时“关闭”，此时会出现稳定条件下不可接受的相移。 放大的运算放大器 DA2 信号通过优先级器件 DA1（信号分频器 R10R11）馈送到非反相输入 DA1。 在音频频率下，DA2 输出具有非常低的信号电平，即它几乎以静态模式运行。 这样，两个运放（DA2、DA1）串联放大的信号也到达主放大通道的输出（B点）。 在那里，信号通过电阻器 R23 分支到第三放大通道 - A1 (ULF)，从该通道的输出，音频信号和“零”频率通过匹配装置（变压器 T1 的次级绕组）到达UMZCH 的输出（C 点）。 在 ULF 速度受限的频率下，带有变压器 T2 的 VT1 上的输出级根据抑制 ULF 输出端的幅度和相位误差的标准工作。 T1 形式的电感的使用取决于满足两个相互冲突的条件的需要：匹配器件在音频频率下的电阻非常低，以及在接近 Fgr 的频率下电阻很高，强大的晶体管。 这里需要强调的是，由于各种寄生谐振的发生，低阻射频和低频结构的正确匹配问题非常重要。 此时，由电容C7和次级绕组T1的电感组成的电路中会产生谐振，并且与ULF输出端的增益和相位密切相关。 电路C8、R22降低了该电路的频率和品质因数。 元件 C9、R27 的振荡电路和变压器 T1 的初级绕组的电感将它们降低得更低，因为它们被调谐到更低的频率。 变压器应被视为滤波器 (LPF) 和 UMZCH 输出处的信号加法器的元件，它使用 DA1 上主通道的放大资源来抑制寄生谐振表现和相位误差的残余。 初级绕组T1接有晶体管VT2上的射极跟随器，同时也是VT1的稳流器，如果变压器降压则提供主通道（DA1）的优先权。 次级绕组T1的电压实际上与来自ULF输出的电压串联接通。 为了有效抑制 ULF 失真，变压器必须足够宽带，在 Fgr 量级的频率下具有高效率（良好的磁链）。 RF 微电路需要由电压为 ±12,5 V 的独立双极稳压器供电。 现在介绍ULF，其方案如图3所示。 8. 其输出级是由电流发生器控制的强大的对称射极跟随器[1]； 该方案很经典，不需要评论。 ULF 根据主通道输出信号抑制标准启用。 在 ULF 之前，包括一个用于创建主通道 (DA23) 优先级的设备 - 电阻器 R2（见图 32）和 R3（图 20）组成的分压器。 其任务是以最小相位变化降低 Fgr 附近频率下的 ULF 增益，并在更高频率下通过 CXNUMX 将增益降低至零。 这提高了 ULF 的过载特性和抗噪声能力。
因此，ULF 对高频（3 MHz 以上）UMZCH 输出信号的贡献减少了三倍：由于深度 OOS（由于频率 Fgr 处的频率响应降低），分频器 R23R32 和C20，也是由于绕组T1的高感抗所致。 在大约 15 MHz 的频率下，ULF 输出（E 点）处的电压比 UMZCH 输出（C 点）处的电压落后 180°！ ULF 中的电容器 C25 具有双重功能。 除了创建 ULF 频率校正之外，在晶体管 VT6、VT7 的级联中，它形成频率高于 3 MHz 的并行通道。 来自 VT3 发射极的信号通过电容器 C25（绕过 VT4 和 VT7）馈送到输出发射极跟随器（具有 ULF 输入电平），从而减少了通过 ULF 的信号传输时间。 这里有必要指出电容器C22的超前校正电路的模糊作用。 该电容器减少了 ULF 输出端信号的相移（频率约为 3 MHz），同时主通道输出端的信号电平降低（B 点）。 但电容器 C22 在高于 Fgr 的频率下增强放大，这会恶化通道的过载特性并增加其失真。 因此，只有在使用高频晶体管（KT22、KT818系列）时才需要使用C819； 在其他情况下，应排除链R34、C22。 因此，UMZCH 输出端（C 点）的信号实际上是复合信号。 工作频带内的信号通过次级绕组T1传至ULF的输出。 抑制高频ULF失真的补偿信号通过晶体管VT1、VT2和变压器T1。 所有通道（DA2 DA1、ULF）在 20 kHz 频率下的顺序增益达到 160 dB。 这将引入 FOS 的误差降低到小于 0,0001%。 在 RF 运算放大器 DA2（D 点）放大后，可以使用该期刊读者已知的 I. T. Akulinichev [3] 方法，直观地评估该误差（A 点信号电平）的大小。 但由于反馈环路内部有巨大的增益裕度，误差非常小（小于 1 mV）并且几乎是线性的。 但是，这里您需要注意信号电路中的干扰和寄生连接的水平，包括通过公共电线的干扰和寄生连接。 例如，OOS 电路（通过元件 C1、C2、R2 - R5）中频率为 20 kHz 的电流会在 SCR 线上产生相对于精密电路 OP1 几微伏级别的压降。 SCR 上的这种拾取是线性的，不会造成任何危险。 尽管数量很少，但放大数千倍的拾音器显着提高了运算放大器 DA2 输出端的信号电平。 为了正确观察 CNF 电路中的误差幅度，所有级均应使用一根公共线，关闭 OP1-OP4 至 OP5，并增加一个 20 ... 40 dB 的放大器。 频率为 20 kHz 的正弦信号的波形图如图 4 所示。 75 UMZCH 运行期间，输出功率 Pout = 2 W； 从上到下：以 1 mV 分度输出 DA1（D 点），以 0,5 V 分度输出 DAXNUMX（B 点）。 放大器输入端的高频干扰经R1C1滤波器衰减，其电容也包含在RF OOS电路中（R2/R3→C2/C1）。 低电阻OOS电路大大降低了射频干扰和寄生电容的影响。 电阻R7和R9有效增加了射频运放的过载能力，显着降低了其输入级的射频增益。 这些措施的结合显着降低了接近频率处的环内放大，排除了大功率晶体管截止频率处的ULF放大，从而确保了高过载特性。 在低于 200 kHz 的频率下，增益由比率 (R3+R4+R5)/(R1+R2) =10 确定。 晶体管VT8、VT9根据稳定输出晶体管基极偏置电压的标准来稳定输出级[3]的静态电流。 在电流过载的情况下，晶体管VT5和VT20-VT22在元件DD10 19-DD1 1上产生的发生器的八个周期内阻断ULF(VT1-VT3)(即大约30ms)。
UMZCH的控制和调谐应在100 MHz频段内进行。 为此，建议通过将电阻器 R1 和 R4 + R5 的电阻减半来增加 OOS 环路的截止频率。 之后，通过关闭 DA2（为此，拆焊 R10 的结论之一就足够了），在 C 点，它们控制了频率响应在 1 MHz 以上的单调下降。 如有必要，可通过增大电阻R1来降低主通道DA9的增益，然后将频率为250kHz的“蜿蜒”脉冲信号施加到输入端，电压摆幅为0,5V。更高的信号电平，因为 UMZCH 在 250 kHz 以上的频率下的输出功率很强，这与主放大通道（VT1、VT2）的输出级的功率有关。 在这种情况下，来自 DA1 输出（B 点）的预失真信号应被认为是最具信息性的，事实上，它是 OOS 跟踪环路误差的乘法放大信号。 B 点的信号必须具有脉冲性质，其形状接近指数信号。 如果配置正确，脉冲应该相对较短，前沿应该陡峭，并且下降应该平坦且平滑。 在任何情况下都不应在其示波图中观察到任何共振或断裂。 在双倍截止频率下测量的 UMZCH 不同点处的脉冲信号如图 5 中的波形图所示。 图 4，在电阻为 6 欧姆的电阻负载上工作时 - 在图 1 的波形图中。 7； 当在无功负载（容量为 2 μF 的电容器）上运行时 - 在图 0,2 中的波形图上。 1. 相应地，从上到下：分频值为 2V 的 DA5 输出（D 点）、分频值为 1V 的 DAXNUMX 输出（B 点）、UMZCH 输出（C 点）和 ULF 输出（E 点）分频值为 XNUMX V 这些波形的扫描速度为 XNUMX µs。
如有必要，首先调整ULF的增益和校正（元件R35、R34、C22、C25）、优先器件的信号衰减系数（R23、R32、C20、C21），然后调整匹配器件（ C7、C8 和 R22、C9 和 R27、T1)，不包括在 DA1 输出端（B 点）建立信号的振荡过程。 接下来，根据DA10输出的脉冲的最小幅度的标准来连接和选择电阻R2，DA10的线性度(平滑度)较高。 之后，选择高 20...XNUMX% 的面额并将其焊接到板上。 通过选择电阻R100将ULF输出级的静态电流调节在48mA左右，ULF阻断电流(8A)为R63，晶体管VT1的静态电流(200mA)为R25。 最后，当 30 ... 300 kHz 频段内的大输入信号过载时，检查 UMZCH 的操作是否存在 ULF 激励。 ULF 的激励表明其速度极低和过载特性、F^ 增益较大、NF 环路截止频率过高或主通道优先级不足，这些都可能在组件发生变化时发生。 调谐后，CNF环路的截止频率恢复。 结构和细节 它是决定 OOS 跟踪环路延迟时间、高频增益以及抑制各种寄生谐振和失真的有效性的主通道。 因此，对DA1提出了最严格的要求：它必须是射频的，即它必须在高电平射频信号和50欧姆的标准负载下正常工作。 对晶体管VT1也提出了很高的要求，它也引入了时间延迟。 因此，它必须是高频的（例如KT922、KT925系列），并且其电流必须足以与运放DA1一起工作。 由于电流VT1（200mA）相对较小，频率高于1MHz时UMZCH的负载阻抗必须更大，并且必须存在滤波器（电感器L1）。 L1 的另一个目的是阻止高频振荡从扬声器到 UMZCH 的输出（到 C 点）并进一步进入 OOS 电路。 由于OOS环路闭合的频率非常高，主放大通道和RF处的OOS电路的物理长度必须最小，并且实现必须考虑RF器件的要求。 对运放DA2的要求不太严格，但需要强调的是运放DA2是前置放大器，决定了噪声、干扰、OOS精度等的水平。 因此，他不得不在“温室”条件下工作。 条件如下：输入电路中存在相对高阻值的电阻（R7），它消除了运放在接近频率Fzam的频率下的过载； 运算放大器的输出级在A类低信号模式下运行； 电源电路中存在单独的电源或 RC 滤波器以减少干扰。 在设计中，重要的是要有独立的公共线：信号OP1和电源电路OP2。 “‘地’的问题非常重要，因为放大级中的信号是相对于公共线来确定的[8]。信号部分或信号公共线对低频干扰的感应实际上是相同的因此，电路OP1-OP4必须在屏内（也是一根线OP5），并且必须用单独的线制成。运放DA2上的级联也应该屏蔽。电阻R16-R20提供更短的电路高频电流绕过关闭 UMZCH 外壳所有 OP 的公共点的路径。 由于整个 ULF 输出电压都施加到电容器 C2 上，因此对电容器 C250 的质量提出了很高的要求。 因此，它必须具有低吸收和至少1V的额定电压（来自无缺陷的-KSO、SGM）； 电容器C1最好采用同一组。 输入电路电阻和 OOS (R5-R7) - MLT 或 OMLT。 匹配器件中的电容器C9-C73 - K17-XNUMX 或带有小型TKE 的陶瓷电容器。 应当注意的是，为了排除激励，晶体管VT8、VT9必须位于靠近VT6、VT7和VT10-VT13的位置。 当放大器被激励时，建议将电阻器 R47-R49 和 R51、R53 的电阻加倍，或者施加类似于[4]中使用的偏置。 ULF元素库没有其他要求，因此，基于其他方案的实现是可能的。 然而，应优先考虑更先进的（即宽带和多通道！）电路和元件基础，在任何情况下都不应因其过载特性而强制增益。 通过在VT120-VTT14级联中使用晶体管KT9、KT8101并将集电极电流VT8102增加到1mA，可以在不改变电路的情况下将UMZCH的输出功率增加到250W。 如上所述，ULF 可以在最远 40 cm 的距离（具有指示的分量值）处从主 UMZCH 信道中移除。 对于作者来说，对于面包板版本，从电阻器 R23 和从变压器 T1 到 ULF 的导线长度为 30 cm。相反，从发射极 VT1 到 R23 以及从元件 C7、R22 的导线长度对变压器T1的影响应该是最小的。 线圈L2、L12缠绕在直径为11mm的框架上并且包含1匝直径为1mm的SEW线。 变压器T30绕在同一框架上。 初级绕组包含 0,3 匝 PEV 15，次级绕组包含 1 匝 PEV 10 mm。 建议在初级绕组的匝数之间用双线缠绕在次级绕组上。 最好用一束 12-0,3 根 0.4 ... 30 mm 的 PEV 电线缠绕变压器，其中两根串联连接形成初级绕组（15 匝），其余电线并联连接，形成次级绕组（XNUMX匝）。 当然，高质量的 UMZCH 应该具有放大器在电流和电压方面的过载指示、用于稳定 UMZCH 输出“零”的装置、线阻补偿和扬声器保护 [4 ，8]。 最后，作者要感谢 A. Sitak (RK9UC) 在准备本文时提供的帮助。 文学
作者：A.Litavrin，别列佐夫斯基，克麦罗沃州
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