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无线电电子与电气工程百科全书 如何让廉价的频谱分析仪变得昂贵。 无线电电子电气工程百科全书
如果需要评估发射信号的带宽、工作频率的不稳定性、带外和杂散发射的抑制、无线电发射机基带信号的失真，我们该怎么办？ 没错，拿起您的频谱分析仪 (AC) HP 8560 系列 E 并测量您需要的一切！ 但是我告诉你，我没有HP，我有世界上最普通的国产最普通的分析仪！ 在这种情况下，您会同意我的观点，频谱分析仪的灵敏度永远不会太高！ 坦率地说，敏感性总是不够的，因为。 处理非常小的信号。 你肯定会同意的第二件事是动态范围总是很小，你总是想要更多！ 在存在非常强的干扰或其他信号的情况下查看信号的频谱时，需要大的动态范围。 大多数情况下，在评估发射器信号的二次或三次谐波的电平时会出现这样的问题。 研究知名测量设备制造商的手册，有时会为您自己的分析仪感到羞耻。 所以，为了回答“帝国主义者”的问题，我们将与您分享一些技巧和建议，关于如何达到解决只有昂贵的进口设备才能解决的问题所必需的灵敏度和动态范围。 动态范围 任何有源接收设备的动态范围都是通过某个预定参数来估计的，该参数描述了当射频信号通过该设备时该设备中发生的各种失真。 换句话说，这是尚未观察到失真的信号电平的最大值和最小值之间的差异。 这些失真的原因是所讨论设备的放大路径的非线性。 有不同类型的非线性，因此使用不同的特性来估计动态范围。 最重要的特性是 IP3 点的线性动态范围和三阶 IMD 动态范围（图 3）。 在考虑两者时，不能不使用幅度特性这样的概念，通过它可以判断非线性失真的程度。
所考虑器件的广义幅度特性 (ACH) 在图 1（曲线 1）中以双对数标度呈现。 最小可检测信号被认为比设备自身噪声高 3 dB。 因此，从下面开始的特性线性部分的起点被认为是 AX 上的一点，对应于输出端自身噪声超出 3 dB，对应的最小输入 P分钟 并输出 R最小输出 电源。 AX 的线性部分的上限是实际特性偏离理想（线性）1 dB 的点。 该点对应于输入 P1dBv 并输出 R1分贝 饱和功率（压缩点）。 饱和输入功率和最小输入信号功率之间的差异（以分贝为单位）决定了线性动态范围。 众所周知，任何变化的信号对非线性元件的影响是其频谱的丰富 - 出现谐波和组合频率分量。 在研究信号的频谱时，由于奇数阶的组合频率直接落入所研究的信号的频带，造成了很多麻烦。 三阶最危险的组合分量，即频率为 2f1-f2 和 2f2-f1 的分量，其中 f1 和 f2 是输入信号的两个最重要的频谱分量（例如，载波和边，一次和二次谐波、信号和强干扰等）。 让我们考虑三阶组合分量对一个典型的有害影响，与所考虑的问题相关，例如测量发射机的侧振荡电平。 图上。 图 2 显示了发射机输出端信号频谱的组合失真。
在二次和更高次谐波与一次谐波的电平之比足够小的情况下，存在超过分析仪放大路径的幅度特性的线性部分的限制的危险，因为试图看到高次谐波的微弱信号，我们过度（相对于强一次谐波）增加了设备的增益。 然后，由于多谐波（包含两个或更多频谱分量）信号对非线性路径的影响，出现组合频谱分量，其中两个（在最简单的情况下，仅考虑来自第一个和多个频谱分量的组合分量）频率 2f1-f2 和 2f2-f1 处的二次谐波，忽略其余部分）直接落入所研究信号的工作频带。 这里应该注意的是，三阶组合分量不会出现任何类型的非线性（它们不会出现二次非线性）。 图上。 在图 2 中，这些组合频率以粗体突出显示。 可以看出，分量 2f2-f1 落在三次谐波的频率上并扭曲了其真实值。 结果，观察者对信号的频谱做出错误的结论！ 使用图 2 中的曲线 1 可以方便地从三阶组合失真中确定动态范围的值。 图 3 显示了组合组件的数据电平对输入信号电平的依赖性。 三阶音高和组合频率特性的线性部分的扩展在一个点相交，该点称为三阶失真的特征功率点（或压缩点）IPXNUMX。 它对应于输入（PIP3in) 和输出 (РIP3输出.) 特征三阶失真功率。 三阶组合失真的动态范围（按点 IP3）定义为对应于不存在失真的输入功率与最小输入信号的功率之差。 IP3 点越高，动态范围就越高。 由上可知，动态范围可以根据不同的标准来确定。 在实践中，正是这样做的，然后根据结果，将最差的值作为动态范围的值。 给灵敏度！ 为了提高扬声器的灵敏度，即为了提供在不进入设备内部的情况下处理低电平信号的能力，在其输入之前放置一个前置放大器就足够了。 一系列问题立即出现。 第一个问题是用什么放大器，它的主要参数应该是什么：增益（以下简称增益）、噪声系数和动态范围。 第二个同样重要的问题是在交流输入端加入前置放大器如何影响整个电路的运行。 我们将尝试回答这些问题，以便您可以为您的应用选择合适的放大器。 使用前置放大器时，请始终记住，前置放大器输入端的最大信号电平不应超过频谱分析仪输入端的最大允许信号电平减去前置放大器的增益。 为了解释的简单，我们将使用一个具体的例子。 假设我们的频谱分析仪具有 -30dB 的噪声系数和 +3dBm 的 IP10 组合失真点。 让我们找出不同类型的前置放大器如何影响测量电路的特性。 图 3 显示了前置放大器与分析仪的连接图。
假设前置放大器增益为 20dB，噪声系数为 6dB，IP3 点为 +15dBm。 有必要确定图 3 所示电路的噪声系数和动态范围。 为了计算图 3 中电路的噪声系数，我们使用级联器件的公式： Ш = Ш1+(Ø2-1)/К1 +(ШЗ-1)/К1К2, (1) 其中：
噪声系数（以次为单位）与以分贝为单位的噪声系数有关，如下所示： N = 10log(f) 图 3 中电路的噪声系数（以倍计），由公式（1）计算得出。 等于 13,99。 事实上： W = 4+ 1000 -1/100 = 13,99 让我们用分贝来表示这个噪声系数：10log(13.99) = 11,5 dB。 因此，连接前置放大器使我们能够将频谱分析仪的噪声系数降低 18,5 dB，这实际上是我们试图实现的目标。 现在让我们看看前置放大器将如何影响 IP3 点。 表 1 显示了图 3 中电路的前置放大器 IP3 点与 IP3 点值减小之间的关系。 表 1 中的数据对应于最坏情况，此时分析仪本身的组合组件的电平最大。 表的左栏表示前置放大器的 IP3 点超过分析仪的 IP3 点。
表1
在我们的示例中：前置放大器 IP3 +15dBm 和频谱分析仪 IP3 -+10dBm，相差 5dB。 表中最接近的差值。 1-6 分贝和 3 分贝。 IP3 降低分别为 3,5dB 和 4,6dB。 在我们的例子中，通过这些值之间的线性插值计算的 IP3 下降为 3,9 dB。 也就是说，图 3 中电路的 IP3 点将对应于 +6,1 dBm。 这意味着在前置放大器输入端，IP3 点将低 20 dB，对应于 -13,9 dBm。 所以通过增加前置放大器，我们提高了频谱分析仪处理低电平信号的能力，降低了它在大信号区域的性能。 这并不奇怪，因为通过前置放大器的连接，另一个具有远非无限动态范围的非线性设备被添加到测量电路中。 表 1 显示，前置放大器的 IP3 超出分析仪的 IP3 越大，整个电路的 IP3 下降越少。 例如，对于 20 dB 的差值，IP3 的下降仅为 0,8 dB。 因此，最优选使用动态范围远大于频谱分析仪动态范围的前置放大器，因为它几乎可以完全避免减小整个测量电路的动态范围。 在某些情况下，为了获得良好的增益，需要串联几个前置放大器。 考虑在频谱分析仪之前级联两个前置放大器时会发生什么。 让我们分析一下图4所示的电路。
两个前置放大器具有相同的特性，如图 4 所示。 40、前级总增益为10000dB（XNUMX倍）。 总噪声系数为：
现在让我们计算 IP3 的减少量。 两个放大器的 IP3 值相同，均为 +30 dBm。 根据表。 如图 1 所示，在 0 dB 的差异下，前置放大器 3 的输出端 IP2 的降低为 6 dB。 因此，前置放大器 3 输出端的 IP2 等于
这比频谱分析仪的 IP14 值高 3 dB。 再次，看表。 1 并通过最接近的值之间的插值获得：2,4 dB 为 -10 dB，1,4 dB 为 -15 dB，值为 -1,6 dB。 计算分析仪的 IP3 值
发现. 这样，分析仪在使用前置放大器时的灵敏度提高了，而动态范围一般会变差，而且前置放大器的动态范围越少超出分析仪本身的动态范围，它就越强。 前置放大器可用于分析微弱信号。 在分析强信号以及在存在强噪声的情况下分析弱信号时，应避免使用前置放大器。 给动态范围！ 如上所述，在评估发射器信号的二次或三次谐波电平时，超出动态范围的危险最大，即当一次谐波是强干扰时，导致出现与所研究谐波的组合分量。 让我们考虑如何消除这种令人不快的现象并测量谐波水平。 这个问题可以通过在频谱分析仪的输入端使用陷波滤波器来解决，它会在二次或三次谐波进入通带时抑制载波。 实际上，分析仪的动态范围并没有扩大，而是减小了观察到的输入信号之间的差异。 请务必记住，不得超过频谱分析仪指定的最大输入信号电平。 规定的最大输入电平不应与 1dB 压缩点或 IP3 点混淆。 最大允许输入信号电平是输入衰减器或混频器保持在可接受的工作范围内的电平。 IP3 点通常比 10 dB 压缩点高 15 到 1 dB。 考虑图 5 中的电路。
衰减器用于将变送器的输出限制在分析仪可以安全运行的水平。 假设分析仪的最大输入电平为 +30 dBm，1 dB 压缩点为 0 dBm，发射机输出功率为 100 W (50 dBm)。 如果安装在发射机和频谱分析仪之间的衰减器中的衰减为 20 dB，则分析仪输入端的信号电平等于最大允许值。 最好使用 30 dB 衰减器，这将为我们提供 10 dB 的动态余量。 假设频谱分析仪的动态范围为 70 dB。 这意味着如果它们之间的差异不超过 70 dB，我们可以测量两个信号的电平。 此外，较大信号的电平应该比 1 dB 压缩点或分析仪的 IP3 点低几分贝。 让我们考虑一个示例，当我们需要测量所研究信号相对于载波的二次谐波和更高谐波的电平时。 假设二次谐波电平比载波电平低 80 dB。 分析仪的动态范围为 70 dB，因此，所研究信号的谐波会因奇数次组合分量而失真。 为了解决这个难题，我们在衰减器和分析仪之间安装了一个滤波器，以降低载波电平并在二次谐波中引入最小的损耗。 为了使我们的测量准确，我们需要知道陷波滤波器在二次谐波频率上造成的损耗。 它可以是谐振器或 LC 滤波器。与传统的谐振器滤波器相比，后者非常小巧且方便。 通常，20...30 dB 的载波抑制就足够了，因此制作和设置紧凑型 LC 滤波器并不困难。 首先，我们确定滤波器中的损耗，为此信号发生器和频谱分析仪被调谐到载波频率。 然后，根据分析仪读数，将滤波器调整到最大载波抑制。 接下来，将信号发生器调谐到二次谐波频率，并将信号电平设置为 0 dBm。 根据分析仪读数，我们确定滤波器中的损耗。 例如，如果分析仪为 -3 dBm，则滤波器损耗为 3 dB。 现在我们确定二次谐波的值。 让我们组装图 6 所示的安装。
我们放置一个陷波滤波器并将其设置为最大载波抑制。 现在，通过增加频谱分析仪的灵敏度，通过增加输入放大器的增益，我们可以确定信号二次谐波的电平。 假设二次谐波电平为 -60 dBm，该频率下的滤波器损耗为 3 dB。 因此，真正的二次谐波电平为 -60 dBm - (-3 dBm) = -57 dBm。 由于载波电平为 +20 dBm，二次谐波电平比载波电平低 77 dB。 这种测量的准确性取决于许多因素，例如，连接电缆的损耗等。在高功率下，部分功率可能会泄漏。 因此，我们建议使用屏蔽良好的连接电缆进行测量，并将变送器放置在远离分析仪的位置。 使用这种方法，可以获得非常准确的测量结果。 发现. 使用陷波滤波器可以研究不适合频谱分析仪动态范围的信号的频谱或存在强干扰的信号，从而导致在所研究信号的频带中出现组合分量。 在这种情况下，测量的准确性在很大程度上取决于这些滤波器的参数。 作者：G. Melnikov，莫斯科； 出版：radioradar.net
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